CN105262706B - 一种频偏估计和补偿的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域，公开了一种频偏估计和补偿的方法及装置。包括：获取接收序列；获取正交训练序列，计算初序列的相位差向量；据此，计算第一频率偏移量；对接收序列进行大频偏补偿；将进行大频偏补偿后的接收序列作为最新获取的接收序列，重复执行步骤1至步骤4共M次；获取辅助训练序列，根据辅助训练序列和接收序列中的第i个辅助序列，计算第i个辅助序列的相位差向量；计算第二频率偏移量；对接收序列进行小频偏补偿；将进行小频偏补偿后的接收序列作为接收端最新获取的接收序列，重复执行步骤6至步骤8共J次，得到第i级小频偏补偿后的接收序列，对i加一，重复执行步骤6至步骤9共Q次，得到第Q级小频偏补偿后的接收序列。

Description

一种频偏估计和补偿的方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种频偏估计和补偿的方法及装置，用于在接收端对接收到的信号进行频偏估计和补偿。

背景技术

为了方便信息传输，在发送端通常将携带了信息的低频信号上变频为高频信号，这一过程需要一个高频载波；经过信道传输后到达接收端，为了提取有用信息，接收端需要将接收到的高频信号下变频至低频信号，这一过程需要一个与发送端频率完全相同的高频载波。

然而由于元器件制作工艺、材料以及电气特性等因素，发送端与接收端产生的载波频率不可能完全相同，总是存在一个误差，这个误差会影响到信号的解调。当误差较小时对解调器产生的影响几乎可以忽略；而当误差较大时会发生相位旋转，将产生不可纠错误，使得通信***性能急剧恶化。

现有技术在进行频偏估计时一般需要进行信道估计，这就带来了计算量的增加。有的算法虽然不需信道估计但却不断地改变接收端接收机的晶振频率来达到去频偏的目的，这就需要晶振为可控振荡器，增加了设备成本。

发明内容

针对现有技术的缺点，本发明的实施例提供一种频偏估计和补偿的方法及装置，具有简单、计算复杂度低、易于工程实现等优点。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案予以实现。

技术方案一：

一种频偏估计和补偿的方法，所述方法包括：

步骤1，接收端获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包括用户数据序列和辅助序列；

步骤2，所述接收端获取正交训练序列，根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列；

步骤3，根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量；

步骤4，根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列；

步骤5，将所述进行大频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列；

步骤6，重复执行步骤1至步骤5共M次，得到进行基础频偏补偿后的接收序列；

步骤7，所述接收端获取辅助训练序列，根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述进行基础频偏补偿后的接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1，2，…，P，P为大于或者等于1的整数；

步骤8，根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量；

步骤9，根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列；

步骤10，将所述进行小频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列；

步骤11，重复执行步骤7至步骤10共J次，从而得到第i级小频偏补偿后的接收序列，J为大于或者等于1的整数；。

步骤12，对i加一，并重复执行步骤7至步骤11共Q次，从而得到第Q级小频偏补偿后的接收序列，Q为小于或者等于P的整数。技术方案一的特点和进一步的改进为：

(1)所述根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量具体包括：

假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀，x₁，……，x_N-1)，通过通信信道后得到初序列Y＝(y₀，y₁，……，y_N-1)，其中，ΔΩ_n为两采样点之间的弧度增量；

对于n＝0，1，…，N-1，分别计算arg(y_n/x_n)＝nΔΩ_n，得到初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]。

(2)所述根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量，具体包括：

根据所述初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]，得到相位差估计值ΔΩ；

根据Δf₁＝(SΔΩ)/(2π)·R_s，计算出基础频率偏移量Δf₁，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

(3)所述根据所述辅助训练序列和接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量具体包括：

假设长度为m的辅助训练序列为(x_n，……x_n+m-1)，接收端最新获取的接收序列中第i个辅助序列为(z_n，……z_n+m-1)，Δω_i为两采样点之间的弧度增量，然后分别计算arg(z_i/x_i)＝iΔω_i，得到弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，i＝n，n+1，……n+m-1。

(4)所述根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量，具体包括：

根据所述弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，得到弧度增量估计值Δω；

根据Δf₂＝(SΔω)/(2π)·R_s，计算出校正频率偏移量Δf₂，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

技术方案二：

一种频偏估计和补偿的装置，所述装置包括：

获取模块，用于获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包含用户数据序列和辅助序列；

所述获取模块，还用于获取正交训练序列，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列；

第一计算模块，用于根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量；

所述第一计算模块，还用于根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量；

大频偏补偿模块，用于根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列；

基础频偏补偿模块，用于控制进行多次大频偏估计和补偿，从而得到进行基础频偏补偿后的接收序列；

所述获取模块，还用于获取辅助训练序列；

第二计算模块，用于根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1，2，…，P，P为大于或者等于1的整数；

所述第二计算模块，还用于根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量；

小频偏补偿模块，用于根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后的接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列；

校正频偏补偿模块，用于控制进行多次小频偏估计和补偿，从而得到进行校正频偏补偿后的接收序列。

技术方案二的特点和进一步的改进为：

(1)所述第一计算模块，具体包括：

假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀，x₁，……，x_N-1)，通过通信信道后得到初序列Y＝(y₀，y₁，……，y_N-1)，其中，ΔΩ_n为两采样点之间的弧度增量；

对于n＝0，1，…，N-1，分别计算arg(y_n/x_n)＝nΔΩ_n，得到初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]。

(2)所述第一计算模块，还具体包括：

根据所述初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]，得到相位差估计值ΔΩ；

根据Δf₁＝(SΔΩ)/(2π)·R_s，计算出基础频率偏移量Δf₁，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

(3)所述第二计算模块具体包括：

假设长度为m的辅助训练序列为(x_n，……x_n+m-1)，接收端最新获取的接收序列中第i个辅助序列为(z_n，……z_n+m-1)，Δω_i为两采样点之间的弧度增量，然后分别计算arg(z_i/x_i)＝iΔω_i，得到弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，i＝n，n+1，……n+m-1。

(4)所述第二计算子模块还具体包括：

根据所述弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，得到弧度增量估计值Δω；

根据Δf₂＝(SΔω)/(2π)·R_s，计算出校正频率偏移量Δf₂，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

本发明提出了一种分层迭代算法对此频率误差进行估计，不需进行信道估计，不增加设备成本。第一层采用迭代的方式来去除频率误差中较大的分量，每次迭代均使用曲线拟合算法；后续的层仍然采用迭代的方式来去除残留频偏，每次迭代均使用三角定位算法。最终得到接近于真值的估计值。本发明提出的频偏估计算法具有简单、计算复杂度低、易于工程实现等优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的频偏估计和补偿的方法流程示意图；

图2为本发明实施例提供的正交训练序列的构造过程示意图；

图3为本发明实施例提供的正交训练序列的性能示意图；

图4为本发明实施例提供的关于弧度增量的绘制曲线示意图；

图5为本发明实施例提供的对弧度增量进行初始相位估计的示意图；

图6为本发明实施例提供的仿真1中数据格式示意图；

图7为本发明实施例提供的仿真1的结果示意图；

图8为本发明实施例提供的仿真2的结果示意图；

图9为本发明实施例提供的仿真3的结果示意图；

图10为本发明实施例提供的频偏估计和补偿的装置示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明技术方案在接收端对接收到的序列进行频偏估计和补偿时引入层的概念，采用分层迭代频偏估计对***频偏数值进行估计和补偿，按层依次将频率偏移量从接收信号中逐步去除，具体过程为：首先利用接收到的训练序列计算每采样点的相位，并与本地正交同步序列的相位比较，得到相位差向量。基于此相位差向量进行曲线拟合，从而对频率误差进行大频偏估计，即从频率偏移量中去除较大分量；再依次利用每一级的辅助序列进行小频偏估计，进一步去除较小分量。其中大频偏估计与每一级的小频偏估计均采用迭代方式进行。

本发明实施例提供一种频偏估计和补偿的方法，如图1所示，所述方法包括如下步骤：

步骤1，接收端获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包括用户数据序列和辅助序列。

发送端和接收端在进行数据通信之前，约定好传输数据的格式。具体的，在本发明实施例中，发送端发送数据的格式为初序列+用户数据序列1+辅助序列1+用户数据序列2+辅助序列2+…。

其中，初序列和辅助序列都是正交序列。

优选的，用户数据序列1和用户数据序列2的长度相等，辅助序列1和辅助序列2的长度相等。

步骤2，所述接收端获取正交训练序列，根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列。

所述初序列经过通信信道传输后到达接收端，所述初序列在通信信道中传输时会发生频率偏移，因此通过接收端预先存储的正交训练序列和接收端获取的初序列，就可以计算出初序列经过通信信道后发生的相位差向量。

步骤3，根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量。

步骤4，根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列。

步骤5，将所述进行大频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列。

步骤6，重复执行步骤1至步骤5共M次，得到进行基础频偏补偿后的接收序列。

其中，M一般选择小于或者等于5的整数。接收端对接收到的信号进行M次大频偏估计和补偿，且每一次大频偏估计和补偿都是在上一次频偏估计和补偿之后的新序列上进行的。

步骤7，所述接收端获取辅助训练序列，根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1，2，…，P，P为大于或者等于1的整数。

需要说明的是，接收序列中的各个辅助序列可以相同，也可以不同，但都是正交序列。

在对接收序列进行完M次大频偏估计和补偿后，对补偿后的序列再进行步骤7的操作。

步骤8，根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量。

步骤9，根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后的接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列。

步骤10，将所述进行小频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列.

步骤11，重复执行步骤7至步骤10共J次，从而得到第i级频偏补偿后的接收序列，J为大于或者等于1的整数；

步骤12，对i加一，并重复执行步骤7至步骤11共Q次，从而得到第Q级小频偏补偿后的接收序列，Q为小于或者等于P的整数。

对进行小频偏补偿后的接收序列的第i级小频偏估计也是迭代进行的，且每一级的迭代次数是可选的，各级小频偏估计的迭代次数可以相同也可以不同。每次小频偏估计和补偿也是在上一次的基础上进行的。对所述接收序列重复进行P次小频偏估计和补偿。一般的，P为小于或者等于4的整数。

现有的通信体制中，在发送用户数据之前会发送已知的训练序列，接收端利用接收到的训练序列完成同步、均衡、频偏估计等工作，这就对训练序列提出了较为苛刻的要求。一方面要满足在低信噪比下具有良好的自相关性；另一方面由于均衡的要求，训练序列还应具有伪随机特性。

通常训练序列为PN序列，然而它们不具有正交特性。m序列不但具有优良的相关特性而且具有伪随机特性，并且能够通过移位寄存器生成，因此本发明实施例采用m序列构造具有正交特性的训练序列。

10阶线性移位寄存器能够生成长度为2¹⁰＝1024的m序列，其生成多项式为g(x)＝x¹⁰+x³+1，将生成的长度为1024的m序列进行映射作为正交训练序列的实部；将映射后的序列循环左移1024/2＝512位作为正交训练序列的虚部。这样就生成了长度为1024的正交训练序列，其完整构造过程如图2所示。

从图2可以看出构造的训练序列元素仅有4个，分别为0.7071+0.7071i、-0.7071+0.7071i，-0.7071-0.7071i、0.7071-0.7071i，它们相互正交且在单位圆上，而且任意两元素之间的乘积也具有正交关系，同样分布在单位圆上。多径信道情况下的频偏估计就利用了这种正交特性。由m序列构造出的正交训练序列同样具有伪随机特性和良好的自相关特性，因此对同步、均衡等工作不会产生影响。图3(a)给出了正交序列的元素与其元素的乘积，图3(b)给出了采用如上方法构造的正交序列的自相关特性。

进一步的，本发明实施例中接收端对接收到的序列进行大频偏估计时采用曲线拟合的算法计算基础频率偏移量。

具体的，假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀，x₁，……，x_N-1)，采用基带传输，符号速率为R_s，每符号采样S点，频率偏差Δf。

在有噪声的环境下，关于ΔΩ的数据绘制的图形由直线变成了杂乱无章的曲线，如图4(b)所示。需要在这条曲线中寻找一条直线，本发明实施例以最小均方误差(MinimumMean Square Error，MMSE)为准则，即使得曲线上的每一点到此直线距离的平方和最小，寻找到的这条直线的斜率即为ΔΩ的估计量，进而可以计算出基础频率偏移量的值

图4(b)给出了正交训练序列长度为1024点、符号速率为1.024M、高斯信道信噪比为5dB情况下接收到的关于ΔΩ的数据和由曲线拟合算法得到的一条直线。

一般地，在实际通信环境中由于信道或下变频引入的相位偏移会导致关于ΔΩ的曲线初始相位为随机值，服从[-π，+π]上的均匀分布，因此很有可能会出现如图5(a)所示的情况，如果仍然采用曲线拟合算法必然会得到错误结果，图5(a)中给出了原始曲线和错误拟合的直线。从图5(a)中可以看到，即便是在无噪声的情况下也出现了错误估计。

为了避免这种情况的发生，需要对原始曲线进行初始相位估计，将估计出的初始相位从接收序列中去除。本发明实施例采用镜像折叠的方法进行估计，原理如下：

对原弧度增量序列求绝对值，取前某一小段长度为l的序列与原序列比较，估计出两者的相似性，同时采用曲线拟合算法估计出长度为l的序列的绝对值序列的初始相位b′。

其中，相似性是描述原始序列与绝对值序列相似程度的量。定义如下，在长度为l的序列范围内统计原序列与绝对值序列相同的个数，当相同个数所占比例大于50％，则认为两者基本相似，且原序列的初始相位为一正值(flag＝+1)；否则认为两者不相似，原序列的初始相位为一负值(flag＝-1)。因此原序列的初始相位估计值应为b＝b′×flag。

有了初始相位的估计值就可以很方便的将其初始相位归零。这里需要指出的是，此初始相位不需要进行精确估计，仅仅知道一个很粗的数值即可，后续还有曲线拟合会更进一步精确的调整。图5(b)给出了l＝100，原曲线初始相位为2rad时的估计以及初始相位归零过程，估计出的相位初始值为1.9758rad。

在去除了大频偏分量后仍然存在残余频偏，此数值相对较小，因此可以采用三角定位方法对小频偏值进行估计。每段用户数据序列后都有辅助序列，即便叠加了噪声或存在频偏，也可以确定此时接收信号的正确值。基于这一事实，采用三角定位算法进行残留频偏估计。

假设去除大频偏后的输出序列为Z＝(z₀，z₁，……，z_n-1，z_n，……z_n+m-1)。其中，(z_n，……z_n+m-1)为长度m的辅助序列，Δω为由残留频偏所引入的两采样点之间的弧度增量。对于i＝n，n+1，……n+m-1，分别计算arg(z_i/x_i)＝iΔω，将它们进行求和可得在计算出了俯角和之后，可以很方便的计算出残留频偏Δω的估计量，近而可以计算出残留频率偏移量(即校正频率偏移量)的值

具体的，本发明实施例的技术效果可以通过如下仿真实验进行验证。

仿真1为经过大频偏估计与各级小频偏估计后，各频偏估计量的分布情况，仿真参数为理想高斯信道，信噪比为4dB，实际频偏设置为2000Hz，大频偏估计迭代4次，小频偏估计进行两级，且每级均迭代2次，l＝100(l为初始相位归零时采用的序列长度)。

图7(a)给出了大频偏估计量的分布情况，估计结果均值为1962.38Hz、标准差为238.25Hz。根据正态分布数值分析可知大频偏估计的结果落在1962.38±3×238.25Hz范围内的概率为0.9974，考虑到实际频偏为2000Hz，则经过大频偏估计后残余频偏范围为2000-(1962.38±3×238.25)Hz，即[-677.13，752.37]Hz，显然落在第1级小频偏估计范围[-760，760]Hz。图7(b)、7(c)分别给出了经过1--2级小频偏估计后各频偏估计量的分布情况。从图中可以看到经过各级小频偏估计后所得的均值逐渐向真实值逼近，同时其分散程度逐渐降低。例如，第1级小频偏后均值为1994.42Hz，标准差为84.32Hz。则残余频偏范围为[-247.38，258.54]Hz，落在下一级小频偏估计范围[-450，450]Hz。同理有第2级。

仿真2为了反映此算法在不同信噪比下对频偏的估计性能，图8(a)和图8(b)分别给出了均值与标准差随信噪比变化的曲线。仿真参数与仿真1相同。

从图中可以看到：(1)当信噪比小于5dB时，随着信噪比的增加频偏估计量的均值逐渐接近频偏真实值；当信噪比大于5dB时频偏估计量的均值基本稳定在真实值；(2)当信噪比小于等于3dB时，频偏估计量的标准差随信噪比的增加迅速递减，在3dB时出现拐点；当信噪比大于3dB时频偏估计量的标准差仍然呈现递减状态，但是收敛速度大大降低。如在SNR＝3dB时频偏估计量的标准差为58.85Hz，SNR＝15dB时频偏估计量的标准差为9.67Hz。

仿真3为了展现分层迭代频偏估计算法对通信***纠正频偏的能力以及对***可靠性的影响，这里仿真了CPM基带通信***，实际频偏设置为2000Hz。CPM解调采用BCJR软解调算法。图9给出了2CPM/4CPM调制方式高斯信道下有频偏，且频偏估计采用不同迭代次数时的误码率曲线。为了便于比较，图9中同时给出了高斯信道下无频偏时的误码率曲线。这里需要说明的是迭代次数与算法复杂性成正比，降低迭代次数可以明显减少算法的复杂度，但同时也降低了***的可靠性。迭代参数[x，y，z]表示大频偏估计进行x次迭代，第一级小频偏估计进行y次迭代，第二级小频偏估计进行z次迭代。

从图9中可以看到：(1)2CPM调制方式下，迭代[4，2，2]次的性能与无频偏时的性能基本没有差别。当迭代[2，1，1]次信噪比小于6dB时，其性能明显劣于无频偏时的性能，然而当信噪比大于等于6dB时，其性能与无频偏时的性能没有差别；(2)4CPM调制方式下，[4，2，2]次迭代的性能与[2，1，1]次迭代的性能基本相同，且与无频偏时的解调性能无差别。

本发明实施例还提供了一种频偏估计和补偿的装置，如图10所示，该装置包括：

获取模块1，用于获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包括用户数据序列和辅助序列。

所述获取模块1，还用于获取正交训练序列，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列。

第一计算模块2，用于根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量。

所述第一计算模块2，还用于根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量。

大频偏补偿模块3，用于根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列。

基础频偏补偿模块4，用于控制进行多次大频偏估计和补偿，从而得到进行基础频偏补偿后的接收序列.

所述获取模块1，还用于获取辅助训练序列。

第二计算模块5，用于根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1，2，…，P。

所述第二计算模块5，还用于根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量。

小频偏补偿模块6，用于根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后的接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列。

校正频偏补偿模块7，用于控制进行多次小频偏估计和补偿，从而得到进行校正频偏补偿后的接收序列。

所述第一计算模块，具体包括：

假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀，x₁，……，x_N-1)，通过通信信道后得到初序列Y＝(y₀，y₁，……，y_N-1)，其中，ΔΩ_n为两采样点之间的弧度增量；

对于n＝0，1，…，N-1，分别计算arg(y_n/x_n)＝nΔΩ_n，得到初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]。

所述第一计算模块，还具体包括：

根据所述初序列的相位差向量[ΔΩ₁，ΔΩ₂，...，ΔΩ_n]，得到相位差估计值ΔΩ；

根据Δf₁＝(SΔΩ)/(2π)·R_s，计算出基础频率偏移量Δf₁，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

所述第二计算模块具体包括：

假设长度为m的辅助训练序列为(x_n，……x_n+m-1)，接收端最新获取的接收序列中第i个辅助序列为(z_n，……z_n+m-1)，Δω_i为两采样点之间的弧度增量，然后分别计算arg(z_i/x_i)＝iΔω_i，得到弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，i＝n，n+1，……n+m-1。

所述第二计算子模块还具体包括：

根据所述弧度增量向量[Δω_n，Δω_n+1，...，Δω_n+m-1]，得到弧度增量估计值Δω；

根据Δf₂＝(SΔω)/(2π)·R_s，计算出校正频率偏移量Δf₂，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

本发明技术方案在接收端对接收到的序列进行频偏估计和补偿时引入层的概念，采用分层迭代频偏估计对***频偏数值进行估计和补偿，按层依次将频率偏移量从接收信号中逐步去除，具体过程为：首先利用接收到的训练序列计算每采样点的相位，并与本地正交同步序列的相位比较，得到相位差向量。基于此相位差向量进行曲线拟合，从而对频率误差进行大频偏估计，即从频率偏移量中去除较大分量；再依次利用每一级的辅助序列进行小频偏估计，进一步去除较小分量。其中大频偏估计与每一级的小频偏估计均采用迭代方式进行。不需进行信道估计，不增加设备成本，具有计算复杂度低、易于工程实现等优点。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤1，接收端获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包含用户数据序列和辅助序列；

步骤2，所述接收端获取正交训练序列，根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列；

步骤3，根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量；

步骤4，根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列；

步骤5，将所述进行大频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列；

步骤6，重复执行步骤1至步骤5共M次，得到进行基础频偏补偿后的接收序列；

步骤7，所述接收端获取辅助训练序列，根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述进行基础频偏补偿后的接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1,2,…,P，P为大于或者等于1的整数；

步骤8，根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量；

步骤9，根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后的接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列；

步骤10，将所述进行小频偏补偿后的接收序列作为所述接收端最新获取的接收序列；

步骤11，重复执行步骤7至步骤10共J次，从而得到第i级小频偏补偿后的接收序列，J为大于或者等于1的整数；

步骤12，对i加一，并重复执行步骤7至步骤11共Q次，从而得到第Q级小频偏补偿后的接收序列，Q为小于或者等于P的整数。

2.根据权利要求1所述的一种频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量，具体包括:

假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀,x₁,……,x_N-1)，通过通信信道后得到初序列Y＝(y₀,y₁,……,y_N-1)，其中，△Ω_n为两采样点之间的弧度增量；

对于n＝0,1,…,N-1，分别计算arg(y_n/x_n)＝n△Ω_n，得到初序列的相位差向量[△Ω₁,△Ω₂,...,△Ω_n]。

3.根据权利要求2所述的一种频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量，具体包括：

根据所述初序列的相位差向量[△Ω₁,△Ω₂,...,△Ω_n]，得到相位差估计值△Ω；

根据△f₁＝(S△Ω)/(2π)·R_s，计算出基础频率偏移量△f₁，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

4.根据权利要求3所述的一种频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述根据所述辅助训练序列和接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，具体包括：

假设长度为m的辅助训练序列为(x_n,……x_n+m-1)，接收端最新获取的接收序列中第i个辅助序列为(z_n,……z_n+m-1)，△ω_i为两采样点之间的弧度增量，然后分别计算arg(z_i/x_i)＝i△ω_i，得到弧度增量向量[△ω_n,△ω_n+1,...,△ω_n+m-1]，i＝n,n+1,……n+m-1。

5.根据权利要求4所述一种频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量，具体包括：

根据所述弧度增量向量[△ω_n,△ω_n+1,...,△ω_n+m-1]，得到弧度增量估计值△ω；

根据△f₂＝(S△ω)/(2π)·R_s，计算出校正频率偏移量△f₂，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

6.一种频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述装置包括：

获取模块，用于获取接收序列，所述接收序列依次包括初序列和N组有用序列，每组有用序列依次包含用户数据序列和辅助序列；

所述获取模块，还用于获取正交训练序列，所述正交训练序列从发送端通过通信信道到达接收端后即为所述初序列；

第一计算模块，用于根据所述正交训练序列和所述初序列，计算所述初序列的相位差向量；

所述第一计算模块，还用于根据所述初序列的相位差向量，计算基础频率偏移量；

大频偏补偿模块，用于根据所述基础频率偏移量对所述接收序列进行大频偏补偿，得到大频偏补偿后的接收序列；

基础频偏补偿模块，用于控制进行多次大频偏估计和补偿，从而得到进行基础频偏补偿后的接收序列；

所述获取模块，还用于获取辅助训练序列；

第二计算模块，用于根据所述辅助训练序列和进行基础频偏补偿后的接收序列中的第i个辅助序列，计算所述第i个辅助序列的相位差向量，所述辅助训练序列从发送端通过通信信道到达接收端并进行基础频偏补偿后即为所述辅助序列，所述第i个辅助序列为所述接收序列中第i组有用序列中的辅助序列，其中，i＝1,2,…,P，P为大于或者等于1的整数；

所述第二计算模块，还用于根据所述第i个辅助序列的相位差向量，计算校正频率偏移量；

小频偏补偿模块，用于根据所述校正频率偏移量对所述进行基础频偏补偿后的接收序列进行小频偏补偿，得到小频偏补偿后的接收序列；

校正频偏补偿模块，用于控制进行多次小频偏估计和补偿，从而得到进行校正频偏补偿后的接收序列。

7.根据权利要求6所述的一种频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述第一计算模块，具体包括：

假设构造的N点正交训练序列为X＝(x₀,x₁,……,x_N-1)，通过通信信道后得到初序列Y＝(y₀,y₁,……,y_N-1)，其中，△Ω_n为两采样点之间的弧度增量；

对于n＝0,1,…,N-1，分别计算arg(y_n/x_n)＝n△Ω_n，得到初序列的相位差向量[△Ω₁,△Ω₂,...,△Ω_n]。

8.根据权利要求7所述的一种频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述第一计算模块，还具体包括：

根据所述初序列的相位差向量[△Ω₁,△Ω₂,...,△Ω_n]，得到相位差估计值△Ω；

根据△f₁＝(S△Ω)/(2π)·R_s，计算出基础频率偏移量△f₁，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。

9.根据权利要求8所述的一种频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述第二计算模块具体包括：

假设长度为m的辅助训练序列为(x_n,……x_n+m-1)，接收端最新获取的接收序列中第i个辅助序列为(z_n,……z_n+m-1)，△ω_i为两采样点之间的弧度增量，然后分别计算arg(z_i/x_i)＝i△ω_i，得到弧度增量向量[△ω_n,△ω_n+1,...,△ω_n+m-1]，i＝n,n+1,……n+m-1。

10.根据权利要求9所述的一种频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述第二计算子模块还具体包括:

根据所述弧度增量向量[△ω_n,△ω_n+1,...,△ω_n+m-1]，得到弧度增量估计值△ω；

根据△f₂＝(S△ω)/(2π)·R_s，计算出校正频率偏移量△f₂，其中R_s为符号传输速率，S为每个符号的采样点数。