CN105207751B - 基于多维调制的空时键控方法及其联合优化方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于多维调制的空时键控方法，包括以下步骤：S1.信源每产生的B个比特经过串/并转换生成下支路的B1个比特和上支路的B2个比特，B＝B1+B2个比特生成一个N‑D STSK码字，记作第i个码字；S2.对于上支路，根据输入的B2个比特从大小为的DMS中选择一个DM，表示为S3.对于下支路，根据输入的B1个比特从大小为的N(N>2)维星座图中选择一个星座点Ωl，并对星座点Ωl进行多维调制，获得N‑D符号S4.将N‑D符号通过在空间和时间上离散，获得第i个N‑D STSK码字S(i)，其中表示Kronecker积；S5.将S(i)通过信道发射至接收端，接收端对发送端发射的符号信息进行解调。本发明提供的方法能够获得更好的误码率性能。
Description
技术领域
本发明面向无线通信多天线技术领域，提出了一种基于多维调制的空时键控***方案，并从提升性能的角度设计了一种多维联合优化方法。
背景技术
随着多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术的出现和应用，无线通信***在容量和可靠性方面获得了很大的提高[1]。近年来提出的空时键控(Space-Time Shift Keying，STSK)[2]调制方案是一种新颖的MIMO技术，该技术能够满足高速无线收发机在色散衰落信道上可靠通信的要求。现有的相干STSK(Coherent STSK，CSTSK)的发射机结构如图1[1]所示。输入的B个比特经过串并转换被分成了两部分：一部分是上支路的B2个比特，用来从个离散矩阵(Dispersion Matrix，DM)中选择其中一个离散矩阵Aq；另一部分是下支路的B1个比特，用来从大小为的QAM/PSK星座图中选出一个符号sl。接着sl与离散矩阵Aq相乘，在空间和时间上实现离散化，从而获得STSK码字S＝slAq，最后经过空时映射器发送出去。
由于STSK充分利用了时域和空间域，可以采用更灵活的***设计，在空间分集增益和复用增益二者间获得一个较好的折衷[2]。由于不存在互信道干扰(Inter ChannelInterference，ICI)，在接收端可以采用低复杂度的基于单数据流的最大似然(MaximumLikelihood，ML)法则的码字检测，这与多数据流的MIMO方案(如空分复用等)相比，具有较低的解调复杂度。此外，广义的STSK(Generalised STSK，G-STSK)方案把STSK的概念扩展到了一个能包括线性离散码(Linear Dispersion Code，LDC)、空间调制(SpatialModulation，SM)、贝尔实验室分层空时(Bell Laboratories Layered Space-Time，BLAST)和正交空时分组码(Orthogonal Space Time Block Code，OSTBC)等技术的更广泛的架构，这使得STSK成为高级MIMO应用的一个有吸引力的技术方向。
另一方面，在一个通信***中，从数字调制星座图的角度来看，在相同的归一化平均功率的情况下，具有更大的最小欧式距离(Minimum Euclidean Distance，MED)的星座图能够在加性高斯白噪声信道(Additive Gaussian White Noise，AWGN)信道上获得更好的链路鲁棒性。三维(Three-Dimensional，3-D)星座图能够提供比具有相同大小(即包含相同数量的星座点)的二维(Two-Dimensional，2-D)星座图更大的MED，因而可以提供更好的链路性能。常见的16点3-D星座图有16CIC[3]和16RCIC[4]等。在STSK中引入多维(Multi-Dimensional，M-D)星座图，有望可将STSK***的性能进一步提升。而实现一个多维信号的方式有多种[5]，如可以使用时分或频分复用、采用多个独立的信道传输或使用电磁波极化的方式来传递多维度符号。
进一步地，由于STSK***的性能受到星座图和离散矩阵集合(DM Set，DMS)两个因素的限制，这种结合可能会由于星座图结构和DMS的性质不协调，而限制了***整体的性能。因此有必要引入一种联合优化算法，同时考虑星座图和DM的优化，协调二者在***整体的作用，确保***能充分发挥多维星座图和STSK的优势，进而带来***性能的显著提升。如果从另一个角度来看，这种联合优化方法实际上提供了一种联合设计星座图和DMS的方法。目前已有的联合优化方法[6]只能用于采用二维星座图的STSK***，而针对采用多维星座图的STSK***尚未见到对应的联合优化方法。
发明内容
本发明为解决以上现有技术的缺陷，提供了一种基于多维调制的空时键控方法，相比于传统的空时键控方案，多维调制的空时键控方法能够获得更好的误码率性能，且在低到中等大小的信噪比(SNR)范围内，多维调制的空时键控方法能够获得更高的频谱效率。
为实现以上发明目的，采用的技术方案是：
一种基于多维调制的空时键控方法，包括以下步骤：
S1.信源每产生的B个比特经过串/并转换生成下支路的B1个比特和上支路的B2个比特，B＝B1+B2个比特生成一个N-D STSK码字，记作第i个码字；N-D表示N维；
S2.对于上支路，根据输入的B2个比特从大小为的离散矩阵集合DMS中选择一个离散矩阵DM，表示为
S3.对于下支路，根据输入的B1个比特从大小为的N(N>2)维星座图中选择一个星座点Ωl，并对星座点Ωl进行多维调制，获得N-D符号
S4.将N-D符号通过在空间和时间上离散，获得第i个N-D STSK码字S(i)，其中表示Kronecker积；中的l、q分别表示离散矩阵在离散矩阵集合中的索引；
S5.将S(i)通过信道发射至接收端，接收端对发送端发射的符号信息进行解调。
优选地，步骤S3中，通过时分复用的方式来实现对星座点Ωl的多维调制，其中Ωl＝(x1l,x2l,...,xNl)；时分复用方式包括两种方案：
(1)在时间上直接扩展，这种实现方式是通过在一个符号周期Ts内均匀分布N个坐标点从而获得一个N-D符号：
每个坐标点占据的时隙时间为Tp＝Ts/N，需要的采样率是2-D STSK的N倍，占用的带宽也是2-D的N倍，故而将这类实现称作“RN实现”。
(2)采用坐标组合，将表示一个N-D星座点的坐标通过同相和正交调制的方式两两组合，如果N为偶数，获得的N-D符号可以表示为：
如果N为奇数，则获得的N-D符号可以表示为：
上述方案中，每个时隙占据的时间可以表示成其中表示向上取整。这类实现需要的采样率是2-D STSK的倍，占用的带宽也是2-D的倍，故而将这类实现称作“实现”。
其中，其中k1,k2,...kN用于归一化各个时隙内信号的功率，保证各个时隙的平均功率大致相同，以降低对发射机功率放大器的线性范围要求。
优选地，在接收端使用ML解调器对发送端发射的符号信息进行解调。
优选地，所述星座点表示为Ωl＝(x1l,x2l,x3l)，则生成的第i个N-D STSK码字能够等效地写成：
其中
假设发射端通过频率平坦瑞利衰落信道将符号信息发送出去，则接收端接收的信号表示为：
Y(i)[v]＝H(i)[v]S(i)[v]+Z(i)[v],v＝1,2,3, (1)
其中H(i)[v]表示信道矩阵，且是一个Nr行Nt列的复数矩阵，Nr是接收天线数，Nt是接收天线数，H(i)[v]中的每一项均服从独立同分布零均值方差为1的复高斯分布CN(0,1)，令H(i)[v]＝H(i)(v＝1,2,3)；Z(i)[v]中每一项服从CN(0,N0)分布，其中N0是每个时隙的噪声功率；
则接收端对发送端发送的符号信息进行解调的过程具体如下：
对式(1)中的每一项使用操作符vec(·)进行向量化，得到：
其中
I是T×T维的单位矩阵，T表示N-D STSK码字的长度，(·):,v表示选择矩阵的第v列，此外表示NrT行1列的复数矩阵集合，表示NrT行NtT列的复数矩阵集合，表示NtT行Q列的复数矩阵集合；同时，等效表示信号传输矩阵K(i)的定义如下：
若Ωl＝(x1l,x2l,x3l)采用在时间上直接扩展的方式进行调制，
则
若Ωl＝(x1l,x2l,x3l)采用坐标组合的方式进行调制，
则
其中[·]T表示矩阵的转置；
则接收端使用ML解调器解调获得信息的过程可表示如下：
其中表示ML解调器估计的N-D符号在星座图的标号，表示ML解调器估计的离散矩阵在DMS中的标号。
同时，本发明还针对于多维调制的空时键控方法，提供了一种多维星座图和DMS的联合优化方法，应用该方法可充分发挥多维调制和STSK二者的优势并将它们有效结合，从而获得STSK***性能的显著提升。
为实现以上发明目的，采用的技术方案是：
一种基于多维调制的空时键控方法的联合优化方法，包括以下步骤：
S1.随机生成NRD个N-D星座图和DMS对，对每个星座图和DMS对计算对应的N-D STSK***的离散输入连续输出信道容量，并从中找出拥有最大容量的星座图和DMS作为初始的星座图Ω(1)和DMSχ(1)，其中DMS用矩阵χ来表示，矩阵χ中的第q列元素是Aq向量化的结果，如下式表示：
χ:,q＝vec(Aq)(q＝1,...Q)
S2.对使用Ω(1)和χ(1)的STSK***在某一特定SNRγ下的离散输入连续输出无记忆信道DCMC容量DCMC容量CDCMC(χ(1),Ω(1))，计算其对χ的梯度值A(1,1)及其对Ω的梯度值B(1,1)，其中B(1,1)＝▽ΩCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)＝▽χCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)和B(1,1)中的有序数对(1,1)分别对应DMS和星座图的标号，▽χ和▽Ω分别表示对χ和对Ω求梯度的梯度算子；；
S3.设置DMS的初始搜索方向D(1)＝A(1,1)和星座图的初始搜索方向G(1)＝B(1,1)，设置搜索步长μ＞0，迭代终止值ε＞0和滑动平均窗口大小Lc∈Z+，设定初始变化量β(1)＝||A(1,1)||+||B(1,1)||及i＝1；
S4.获得新的DMS：χ(i+1)＝χ(i)+μD(i)；
S5.获得新的星座图：若发送端采用在时间上直接扩展的方式对星座点Ωl进行调制，
则
其中表示取实部操作。
若发送端采用坐标组合的方式对星座点Ωl进行调整且N为偶数，
则Ω(i+1)＝Ω(i)+μG(i)；
若N为奇数，则通过式(2)获得新的星座图；
S6.计算新的DMS搜索方向：D(i+1)＝φiD(i)+A(i+1,i+1)，其中：
S7.计算新的星座图搜索方向：G(i+1)＝ψiG(i)+B(i+1,i+1)，其中：
S8.计算变化量β(i+1)＝||A(i+1,i+1)||+||B(i+1,i+1)||；
S9.i＝i+1，如果i＜2Lc，那么转至S4，否则进入S10；
S10.如果那么χ(i)和Ω(i)就是最终优化过的DMS和N-D星座图，否则转至S4。
优选地，所述步骤S4中，计算获得新的DMS后，对新的DMS进行功率归一化，具体如下：
所述步骤S5中，计算获得新的星座图后，对新的星座图进行功率归一化，具体如下：
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明提供的多维调制的空时键控方法相比于传统的空时键控方案，能够获得更好的误码率性能，且在低到中等大小的信噪比(SNR)范围内，多维调制的空时键控方法能够获得更高的频谱效率。通过通过本发明提供的联合优化方法，能够充分发挥多维调制和STSK二者的优势并将它们有效结合，从而获得STSK***性能的显著提升。
附图说明
图1为传统CSTSK***的发射机结构。
图2为多维调制的空时键控方法的流程图。
图3为MDJO方法的流程图。
图4为3-D STSK的发射机结构。
图5为本发明实验使用的两种常见的16点3-D星座图的空间结构。
图6为3-D STSK与2-D STSK的误帧率性能的对比图。
图7为3-D STSK与2-D STSK的有效频谱效率性能的对比图。
图8为使用MDJO的3-D/4-D STSK与使用16RCIC的3-D STSK的误帧率性能的对比图。
图9使用MDJO的3-D/4-D STSK与使用16RCIC的3-D STSK的误帧率性能的对比图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。
实施例1
本发明提供的基于多维调制的空时键控方法，如图2所示，包括以下步骤：
S1.信源每产生的B个比特经过串/并转换生成下支路的B1个比特和上支路的B2个比特，B＝B1+B2个比特生成一个N-D STSK码字，记作第i个码字；
S2.对于上支路，根据输入的B2个比特从大小为的DMS中选择一个DM，表示为
S3.对于下支路，根据输入的B1个比特从大小为的N(N>2)维星座图中选择一个星座点Ωl，并对星座点Ωl进行多维调制，获得N-D符号
S4.将N-D符号通过在空间和时间上离散，获得第i个N-D STSK码字S(i)，其中表示Kronecker积；
S5.将S(i)通过信道发射至接收端，接收端对发送端发射的符号信息进行解调。
其中步骤S3中，通过时分复用的方式来实现对星座点Ωl的多维调制，其中Ωl＝(x1l,x2l,...,xNl)；时分复用方式包括两种方案：
(1)在时间上直接扩展，这种实现方式是通过在一个符号周期Ts内均匀分布N个坐标点从而获得一个N-D符号：
每个坐标点占据的时隙时间为Tp＝Ts/N，需要的采样率是2-D STSK的N倍，占用的带宽也是2-D的N倍，故而将这类实现称作“RN实现”。
(2)采用坐标组合，将表示一个N-D星座点的坐标通过同相和正交调制的方式两两组合，如果N为偶数，获得的N-D符号可以表示为：
如果N为奇数，则获得的N-D符号可以表示为：
上述方案中，每个时隙占据的时间可以表示成其中表示向上取整。这类实现需要的采样率是2-D STSK的倍，占用的带宽也是2-D的倍，故而将这类实现称作“实现”。
本实施例中，为了对本发明提供的方法的优越性进行充分的说明，还做了进一步的实验，实验使用3-D STSK***，其中3-D STSK***的发射机结构如图4所示。本实施例中，以3D-STSK(Nt,Nr,T,Q,R)表示一个特定的3-D STSK***配置，其中Nt是发送天线数，Nr为接收天线数，T为3-D STSK码字长度，Q为DMS的大小，R表示具体的多维信号实现方式，如R＝2表示R2 3-D STSK方案，即使用坐标组合来对对星座点进行多维调制；R＝3表示R3 3-DSTSK方案，即星座点坐标在时间上的直接扩展。本实例中使用的配置包括3D-STSK(3,2,2,16,3)和3D-STSK(3,2,2,16,2)。
对R＝2实现方式，3-D符号的表示为对R＝3实现方式，3-D符号的表示为
方案使用的星座分别为两种常见的3-D星座图，即图5所示的16CIC和16RCIC。***测试中使用的DMS是预先根据秩-行列式准则[7]随机生成的。
图4生成的第i个3-D STSK码字表示为
为方便分析，式(2)可等效地写成
其中
假设信道是频率平坦瑞利衰落信道，且信道相干时间为至少一个3-D STSK码字长度，那么接收端的信号可以表示成：
Y(i)[v]＝H(i)[v]S(i)[v]+Z(i)[v],v＝1,2,3, (10)
其中是信道矩阵，每一项服从独立同分布零均值方差为1的复高斯分布CN(0,1)，为简单起见，这里假设H(i)[v]＝H(i)(v＝1,2,3)，此外每一项服从CN(0,N0)分布，其中N0是每个时隙的噪声功率。利用文献[8]的方法，对式(10)的每一项使用操作符vec(·)进行向量化，得到
其中
I是T×T维的单位矩阵，式(11)中的(·):,v表示选择矩阵的第v列。此外，K(i)的定义如下：
式(16)中的[·]T表示矩阵的转置。在接收端，假设能够获得理想的信道状态信息，发送端发送的信息可以使用ML检测器获得：
当R＝3时，用于R3 3-D STSK的解调，K(i)使用式(16)式的定义；当R＝2时，用于R23-D STSK的解调，K(i)使用式(17)式的定义。
由于R2和R3方案所需的带宽分别是2-D***的2倍和3倍，为突出本发明的3-DSTSK的优势，进一步给出了有效频谱效率(Effective Spectral Efficiency，ESE)的度量方式，定义如下：
ηESE＝(1-eFER)·(M/T/B)(bits/sec/Hz) (19)
其中eFER是帧错误率(Frame Error Ratio，FER)，M是每帧的比特数，T是帧长，B是***带宽。ESE度量反映了***在存在误码的情况下实际可获得的频谱效率，它将误码率性能与频谱效率性能联系起来，可以体现出二者的关系及相互影响，从而可以更直观地表征***的实际性能。在本实例中计算的是帧归一化的ESE度量，其中帧长设为512个STSK码字长度，即T＝512Ts，B以2-D STSK的带宽为基础进行归一化。对于R23-D STSK，B＝2；而对于R33-D STSK，B＝3。
图6和图7分别给出了3-D STSK和2-D STSK的误帧率(FER)和ESE的性能对比图。2-D STSK的天线数和使用的DMS都和3-D***的相同，2-D***使用了16QAM的2-D星座图。可以从图6看出在FER为10-2时，3-D STSK方案和对应的2-D***相比，有大约6-9dB的SNR增益。获得如此显著的性能提升，主要是由于和相同大小的2-D星座图相比，3-D星座图有更大的MED，因而具有更高的链路鲁棒性。图7显示本发明所提出的3-D STSK方案在SNR范围为0-16.5dB的时候，带宽的利用率比2-D***更高；但是当SNR提升至超过17.5dB的时候，以ESE来衡量，使用16QAM的传统的2-D STSK***将会更有优势。这预示着，3-D STSK在低至中等的SNR范围内有较好的应用潜力。
实施例2
本发明还提供了一种针对空时键控方法的联合优化方法，如图3所示，其具体实施方案如下：
S1.随机生成NRD个N-D星座图和DMS对，对每个星座图和DMS对计算对应的N-D STSK***的离散输入连续输出信道容量，并从中找出拥有最大容量的星座图和DMS作为初始的星座图Ω(1)和DMSχ(1)，其中DMS用矩阵χ来表示，矩阵χ中的第q列元素是Aq向量化的结果，如下式表示：
χ:,q＝vec(Aq)(q＝1,...Q)
S2.对使用Ω(1)和χ(1)的STSK***在某一特定SNRγ下的DCMC容量CDCMC(χ(1),Ω(1))，计算其对χ的梯度值A(1,1)及其对Ω的梯度值B(1,1)，其中B(1,1)＝▽ΩCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)＝▽χCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)和B(1,1)中的有序数对(1,1)分别对应DMS和星座图的标号；
S3.设置DMS的初始搜索方向D(1)＝A(1,1)和星座图的初始搜索方向G(1)＝B(1,1)，设置搜索步长μ＞0，迭代终止值ε＞0和滑动平均窗口大小Lc∈Z+，设定初始变化量β(1)＝||A(1,1)||+||B(1,1)||及i＝1；
S4.获得新的DMS：χ(i+1)＝χ(i)+μD(i)；
S5.获得新的星座图：若发送端采用在时间上直接扩展的方式对星座点Ωl进行调制，
则
若发送端采用坐标组合的方式对星座点Ωl进行调整且N为偶数，
则Ω(i+1)＝Ω(i)+μG(i)；
若N为奇数，则通过式(2)获得新的星座图；
S6.计算新的DMS搜索方向：D(i+1)＝φiD(i)+A(i+1,i+1)，其中：
S7.计算新的星座图搜索方向：G(i+1)＝ψiG(i)+B(i+1,i+1)，其中：
S8.计算变化量β(i+1)＝||A(i+1,i+1)||+||B(i+1,i+1)||；
S9.i＝i+1，如果i＜2Lc，那么转至S4，否则进入S10；
S10.如果那么χ(i)和Ω(i)就是最终优化过的DMS和N-D星座图，否则转至S4。
其中，步骤S4中，计算获得新的DMS后，对新的DMS进行功率归一化，具体如下：
所述步骤S5中，计算获得新的星座图后，对新的星座图进行功率归一化，具体如下：
同时为了对本发明提供的方法的优越性进行充分的说明，还做了进一步的实验，实验具体情况如下：
本实施例使用MDJO算法(联合优化方法)优化3-D和4-D***，即R3 3-D STSK，R44-D STSK和R2 4-DSTSK，使用的配置为3D-STSK(3,2,2,16,3)、4D-STSK(3,2,2,16,4)和4D-STSK(3,2,2,16,2)。对于R2 4-D STSK，对坐标组合(x1+jx2,x3+jx4)进行优化。同时，设置NRD＝100，μ＝5，Lc＝15，ε＝0.001。此外，为避免陷入局部最优[6]，φi和ψi的取值在每10次迭代后复位为0。本优化方法中使用的梯度算子定义为： 其中和分别表示对矩阵χ的第1列和对矩阵Ω的第1列求导，上述梯度算子定义中其他式子的意义以此类推；同时定义根据文献[6]，▽mCDCMC的理论值为：
其中E[·]式表示求期望操作，式(20)中的中间量定义为：
其中Kq,l和Kq',l'表示两个不同的等效信号传输矩阵，而可按下述计算：
其中[·]H表示共轭转置。▽kCDCMC可以按照式(20)类似地计算，式中的梯度的理论值为：
式(23)中，当k＝l时有δk,l＝1，当k≠l时有δk,l＝0。注意在式(21)-(23)中，对于R33-D STSK，有R＝3；对于R4 4-D STSK，有R＝4；对于R2 4-D STSK，R＝2。优化计算选取的SNR设为0dB。
图8和图9比较了当使用16RCIC时未优化的3-D STSK及优化过的3-D和4-D***的FER和ESE性能的比较。可以看出在R值相同的情况下，优化过的3-D方案有比使用16RCIC的3-D方案更好的误码率性能。此外，在相似的***配置下，增加星座图的维数，如从3-D增加至4-D能够获得性能的改善，这一点可以从图9看出。具体来说，使用了MDJO的R4 4-D和R24-D分别比优化过的R3 3-D和R2 3-D STSK的性能要好。此外，图9的ESE结果和图7的观察到的是一致的，即在低SNR下，使用高维星座图的方案比低维的方案有更高的有效频谱效率。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
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[8].S.Sugiura,S.Chen,and L.Hanzo,“Coherent and differential space-time shift keying:A dispersion matrix approach(相干和差分空时键控***的一种采用离散矩阵实现的方法),”IEEE Transactions on Communications,vol.58,no.11,pp.3219-3230,2010.
Claims (6)
1.一种基于多维调制的空时键控方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.信源每产生的B个比特经过串/并转换生成下支路的B1个比特和上支路的B2个比特，B＝B1+B2个比特生成一个N-D STSK码字，记作第i个码字；N-D表示N维；
S2.对于上支路，根据输入的B2个比特从大小为的离散矩阵集合DMS中选择一个离散矩阵DM，表示为
S3.对于下支路，根据输入的B1个比特从大小为的N(N>2)维星座图中选择一个星座点Ωl，并对星座点Ωl进行多维调制，获得N-D符号
S4.将N-D符号通过在空间和时间上离散，获得第i个N-D STSK码字S(i)，其中表示Kronecker积；中的l、q分别表示离散矩阵在离散矩阵集合中的索引；
S5.将S(i)通过信道发射至接收端，接收端对发送端发射的符号信息进行解调。
2.根据权利要求1所述的基于多维调制的空时键控方法，其特征在于：步骤S3中，通过时分复用的方式来实现对星座点Ωl的多维调制，其中Ωl＝(x1l,x2l,...,xNl)；时分复用方式包括两种方案：
(1)在时间上直接扩展，这种实现方式是通过在一个符号周期Ts内均匀分布N个坐标点从而获得一个N-D符号：
(2)采用坐标组合，将表示一个N-D星座点的坐标通过同相和正交调制的方式两两组合，如果N为偶数，获得的N-D符号可以表示为：
如果N为奇数，则获得的N-D符号可以表示为：
其中k1,k2,...kN用于归一化各个时隙内信号的功率。
3.根据权利要求2所述的基于多维调制的空时键控方法，其特征在于：在接收端使用ML解调器对发送端发射的符号信息进行解调。
4.根据权利要求3所述的基于多维调制的空时键控方法，其特征在于：所述星座点表示为Ωl＝(x1l,x2l,x3l)，则生成的第i个N-D STSK码字能够等效地写成：
其中
假设发射端通过频率平坦瑞利衰落信道将符号信息发送出去，则接收端接收的信号表示为：
Y(i)[v]＝H(i)[v]S(i)[v]+Z(i)[v],v＝1,2,3, (1)
其中H(i)[v]表示信道矩阵，且是一个Nr行Nt列的复数矩阵，Nr是接收天线数，Nt是接收天线数，H(i)[v]中的每一项均服从独立同分布零均值方差为1的复高斯分布CN(0,1)，令H(i)[v]＝H(i)(v＝1,2,3)；Z(i)[v]中每一项服从CN(0,N0)分布，其中N0是每个时隙的噪声功率；
则接收端对发送端发送的符号信息进行解调的过程具体如下：
对式(1)中的每一项使用操作符vec(·)进行向量化，得到：
其中
I是T×T维的单位矩阵，T表示N-D STSK码字的长度，(·):,v表示选择矩阵的第v列，此外表示NrT行1列的复数矩阵集合，表示NrT行NtT列的复数矩阵集合，表示NtT行Q列的复数矩阵集合；同时，等效表示信号传输矩阵K(i)的定义如下：
若Ωl＝(x1l,x2l,x3l)采用在时间上直接扩展的方式进行调制，
则
若Ωl＝(x1l,x2l,x3l)采用坐标组合的方式进行调制，
则
其中[·]T表示矩阵的转置；
则接收端使用ML解调器解调获得信息的过程可表示如下：
其中表示ML解调器估计的N-D符号在星座图的标号，表示ML解调器估计的离散矩阵在DMS中的标号。
5.一种根据权利要求1～4任一项所述基于多维调制的空时键控方法的联合优化方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.随机生成NRD个N-D星座图和DMS对，对每个星座图和DMS对计算对应的N-D STSK***的离散输入连续输出信道容量，并从中找出拥有最大容量的星座图和DMS作为初始的星座图Ω(1)和DMSχ(1)，其中DMS用矩阵χ来表示，矩阵χ中的第q列元素是Aq向量化的结果，如下式表示：
χ:,q＝vec(Aq)(q＝1,KQ)
S2.对使用Ω(1)和χ(1)的STSK***在某一特定SNRγ下的离散输入连续输出无记忆信道DCMC容量CDCMC(χ(1),Ω(1))，计算其对χ的梯度值A(1,1)及其对Ω的梯度值B(1,1)，其中B(1,1)＝▽ΩCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)＝▽χCDCMC(χ(1),Ω(1))，A(1,1)和B(1,1)中的有序数对(1,1)分别对应DMS和星座图的标号，▽χ和▽Ω分别表示对χ和对Ω求梯度的梯度算子；
S3.设置DMS的初始搜索方向D(1)＝A(1,1)和星座图的初始搜索方向G(1)＝B(1,1)，设置搜索步长μ＞0，迭代终止值ε＞0和滑动平均窗口大小Lc∈Z+，设定初始变化量β(1)＝||A(1,1)||+||B(1,1)||及i＝1；
S4.获得新的DMS：χ(i+1)＝χ(i)+μD(i)；
S5.获得新的星座图：若发送端采用在时间上直接扩展的方式对星座点Ωl进行调制，
则
其中表示取实部操作。
若发送端采用坐标组合的方式对星座点Ωl进行调整且N为偶数，
则Ω(i+1)＝Ω(i)+μG(i)；
若N为奇数，则通过式(2)获得新的星座图；
S6.计算新的DMS搜索方向：D(i+1)＝φiD(i)+A(i+1,i+1)，其中：
S7.计算新的星座图搜索方向：G(i+1)＝ψiG(i)+B(i+1,i+1)，其中：
S8.计算变化量β(i+1)＝||A(i+1,i+1)||+||B(i+1,i+1)||；
S9.i＝i+1，如果i＜2Lc，那么转至S4，否则进入S10；
S10.如果那么χ(i)和Ω(i)就是最终优化过的DMS和N-D星座图，否则转至S4。
6.根据权利要求5所述的基于多维调制的空时键控方法的联合优化方法，其特征在于：所述步骤S4中，计算获得新的DMS后，对新的DMS进行功率归一化，具体如下：
所述步骤S5中，计算获得新的星座图后，对新的星座图进行功率归一化，具体如下：
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