CN105207219A - 多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法，基于多个相同型号含LCL滤波器的电流源型逆变器并联***，其传递函数的谐振频率处出现谐振尖峰的原理，通过LCL滤波电路电容电压反馈的有源陷波器控制，在每个逆变器的电流控制环前向通道中引入电容电压反馈量，并将该反馈量所在的闭环环节整定成陷波器特性，实现基于陷波器的有源校正，在多重的谐振频率处实现负的谐振尖峰，从逆变器内部将谐振点处的信号屏蔽。

Description

多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及一种抑制接入弱电网***多逆变器的多重谐振方法。

背景技术

随着光伏发电的不断发展，大规模逆变器以电流源形式接入弱电网并网运行成为一种趋势。弱电网以其较大的网络阻抗和较小的短路容量为特点，导致接入的多逆变器相互影响。对于相同型号的带有LCL形式滤波器的逆变器接入，其相同的设备参数导致发生具有规律性的谐振现象：并网侧电流出现两个很明显的谐振点频率谐波，此谐振点一个固定不变，而另一个随着逆变器并联数量的增多而向低频移动。为了抑制谐振频率处发生的并联谐振，国内外已有广泛研究，提出了无源阻尼法、有源阻尼法等谐振抑制方法，但无源阻尼法由于引入了物理元件，带来不必要的损耗；有源阻尼法是用控制的方法实现虚拟阻抗的作用。但是，对于两个谐振点工况的谐振抑制方法还未见有研究。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的缺点，提出一种多重谐振抑制方法。本发明应用于以电流源形式并联接入弱电网的多逆变器，可以有效降低多个谐振频率点处较高的谐波含量。

本发明基于多个相同型号含LCL形式滤波器的电流源型逆变器并联***，其传递函数的谐振频率处出现谐振尖峰的原理，在每个逆变器的电流控制环前向通道中引入电容电压反馈量，并将该反馈量所在的闭环环节特性整定成陷波器特性，在谐振频率处实现负的谐振尖峰，从逆变器内部屏蔽该谐振点处的信号，实现基于陷波器的有源阻尼；该陷波器的陷波频率在以谐振峰频率为中心值所确定的阈值范围内。

本发明可以很好的抑制逆变器出口LCL电路谐振峰的问题，有效提高逆变器控制***的稳定性，抑制多个不同频率点的谐振发生，对于其他有效频段的含量则无抑制作用。

本发明通过含LCL形式滤波器的电流源型逆变器的控制***实现。所述的控制***包括锁相单元、并网电流谐波检测单元和电流变换单元、电容电压检测变换环节、有源校正环节、电流跟踪控制环节、指令电流计算及变换单元以及PWM指令生成单元。

所述电流源型逆变器控制***的的并网电流谐波检测单元和电流变换单元采集并网电流，将并网电流i_a、i_b、i_c通过坐标变换变为αβ0轴系分量，然后根据锁相单元的输出相角θ对并网电流进行αβ0-dq的坐标变换，得到dq轴系的实时电流信号，并提取出谐振频率ω；电容电压检测变换环节输出的电容电压U_{c_abc}结合锁相单元的输出相角θ，通过abc-αβ0-dq轴系变换成U_cdq信号；有源校正环节接收来自并网电流谐波检测单元和电流变换单元的谐振频率信号ω₁、ω₂和电容电压检测变换环节的电容电压U_cdq信号，针对不同的谐振频率信号ω₁、ω₂经传递函数作用后，输出对应的中间控制信号U_{c_d1、}U_{c_q1}和U_{c_d2、}U_{c_q2}，所述的传递函数表达式如下：

$L\left(S\right)=\frac{U_{c\_dq}}{U_{cdq}}=K_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

公式中，U_cdq为电容电压的dq轴系分量，U_{c_dq}为经过传递函数L(s)作用的输出电压信号。K_d、T_d、α为传递函数L(s)的比例系数、时间系数及微分项系数，可根据谐振频率ω定义参数间关系： $\mathrm{\ω}=1/T_d\sqrt{\mathrm{\α}}.$

电流跟踪控制环节输入的指令电流i_{dq_ref}与实际并网电流i_dq做差，经PI控制器后输出控制电流i_d1、i_q1；指令电流计算及变换单元接收来自于有源校正环节的输出控制信号U_{c_d12}、U_{c_q12}和电流跟踪控制环节的控制电流i_d1、i_q1信号，控制电流i_d1、i_q1分别与有源校正环节的输出控制信号U_{c_d12}、U_{c_q12}做差，做差后的信号经过坐标变换输出至PWM指令生成单元，PWM指令生成单元输出的PWM信号驱动所述功率开关管产生期望的输出电流。输出到PWM生成器的指令信号已有效降低谐振频率信号的含量。

所述的有源校正环节通过电容电压反馈量经传递函数L(s)变换后输出控制变量，与常规电流控制器出口侧信号叠加，能够得到多组控制信号对应多个谐振峰频率，实现多重谐振的抑制。

本发明不需要额外加装硬件设备，有很强的可行性，可代替无源阻尼，有效降低硬件成本和功耗；也解决了其他方法单纯抑制一个频率谐振或者全频率段抑制的问题。

附图说明

图1为多逆变器并联接入弱电网***的电路及控制方法原理图；

图2为逆变器控制***框图；

图3多逆变器并联谐振抑制控制***框图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

如图1所示，本发明所应用的多个含LCL滤波器的电流源型逆变器并联***包括弱电网***10、多个带有控制***30的电流源型逆变器20。本发明多重谐振抑制方法通过每个逆变器的控制***30实现。

控制***30输出的开关信号输入对应电流源型逆变器20的功率开关管203中，多个电流源型逆变器20并联接至弱电网***10。

所述的弱电网***10可以等效为理想电压源101和阻感线路102串联的物理模型。

所述的多个电流源型逆变器由直流侧电压源201、支撑电容202、功率开关管203、LCL输出滤波器204和电压测量单元205组成。所述LCL输出滤波器204的硬件结构可以是LC滤波器连接输出变压器等效构成，也可以是单纯LCL输出滤波器，也可以是LCL滤波器连接输出变压器等效构成。

所述直流侧电压源201与直流支撑电容202并联相连，并联连接至功率开关管203的直流输入侧，功率开关管203的三相交流输出侧分别连接三相LCL输出滤波器204，滤波器204的输出端连接至弱电网***的阻感线路端102，滤波器电容端电压测量单元205检测电容电压，并将信号输出至控制器30的电容电压检测变换环节303中。

所述的控制***30包括锁相单元301、并网电流谐波检测单元和电流变换单元302、电容电压检测变换环节303、有源校正环节304、电流跟踪控制环节305、指令电流计算及变换单元306以及PWM指令生成单元307。

并网逆变器的常规电流环控制方式如图2所示，给定控制电流i_L ^*与实际反馈电流i_L做差后，经内环电流控制器Gc(s)作用后的控制量直接输入到PWM控制器中，输出逆变器出口侧电压u经LCL电路作用后，以i_L形式反馈至输入端。

本发明在常规电流环控制方法的基础上增加了有源校正环节，完成并网电流的多重谐振抑制。其中，弱电网***10线电压有效值为380VAC，电网等效阻抗102为Lg＝0.01mH，多电流源型逆变器20并联数量为n，LC滤波器参数为L₁＝0.25mH、C＝369uF，变压器折算到380V的等效漏感为L₂＝0.049mH。

当逆变器并联数量为2时，并网电流谐振次数为25.9次、22.5次，谐振频率分别为8133rad/s及7079rad/s；并联数量为4时，并网电流谐振次数为25.9次、20.5次，谐振频率分别为8133rad/s及6426rad/s；并联数量为8时，并网电流谐振次数为25.9次、18次，谐振频率分别为8133rad/s及5643rad/s。

以四台电流源型逆变器并联为例进行实施方式说明本发明方法：

所述的锁相单元301进行锁相控制，输出相角θ。

并网电流谐波检测单元和电流变换单元302采集并网电流，并提取出谐振频率，将并网电流i_a、i_b、i_c通过坐标变换变为αβ0轴系分量i_α、i_β、i₀：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\\ i_0\end{array}\right]=\sqrt{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

然后根据锁相单元301的输出相角θ对并网电流进行αβ0-dq的坐标变换，得到dq轴系的实时电流信号i_d、i_q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

电容电压检测变换环节303的电容电压U_{c_abc}按照如下步骤变换为U_cdq信号。

$\left[\begin{array}{c}{U}_{c\mathrm{\α}}\\ U_{c\mathrm{\β}}\\ U_{c0}\end{array}\right]=\sqrt{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -0.5& -0.5\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_a\\ U_b\\ U_c\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{U}_{cd}\\ U_{cq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{c\mathrm{\α}}\\ U_{c\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

有源校正环节304是超前滞后环节，接收来自并网电流谐波检测单元和电流变换单元302的谐振频率信号和电容电压检测变换环节303的电容电压U_cdq信号，其传递函数表达式为

$L\left(S\right)=\frac{U_{c\_dq}}{U_{cdq}}=K_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

公式中，U_cdq为电容电压的dq轴系分量，U_{c_dq}为经过传递函数L(s)作用的输出电压信号。L(s)的参数K_d、T_d、α根据并网电流谐波检测单元301检测得到的谐振频率ω进行设定，关系如下：

$\mathrm{\ω}=\frac{1}{T_d\sqrt{\mathrm{\α}}}$

对于两个谐振频率点ω₁ω₂的抑制，对选择一组参数α₁＝0.0001，T_d1＝0.0123，K_d1＝2；对选择参数α₂＝0.0001，T_d2＝0.01556，K_d2＝2。

所述的有源校正环节304输出中间控制信号U_{c_d12}和U_{c_q12}。

由PWM控制器307输出的控制信号加到逆变器开关管203上，开关管出口侧电压u与电压检测单元205测得的电容电压U_c之间的关系为：

$E\left(s\right)=\frac{U_c}{u}=\frac{1}{L_{1}C}\×\frac{L_1{L}_{2}C}{L_1{L}_2{\mathrm{Cs}}^2+(L_1+L_2)}$

其中，LC滤波器参数为L₁＝0.25mH、C＝369uF，变压器折算到380V的等效漏感为L₂＝0.049mH。

有源校正环节304等效传递函数为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1+L\left(s\right)\×E\left(s\right)}$

如图3所示，L₁(s)、L₂(s)为有源校正环节304中的传递函数，E(s)为开关管出口侧电压u与电压检测单元205测得的电容电压U_c之间的关系。

电流跟踪控制环节305的指令电流i_{dq_ref}与实际并网电流做差并经PI控制器后输出控制电流i_d1、i_q1。

指令电流计算及变换单元306接收来自于有源校正环节304的U_{c_d12}、U_{c_q12}和电流跟踪控制环节305的控制电流i_d1、i_q1信号，做差后的信号经过坐标变换输出至PWM指令生成单元307，PWM指令生成单元307输出的PWM开关驱动信号控制所述功率开关管202产生期望的输出电流。

其控制效果为，输出到PWM指令生成单元307的指令信号已有效降低谐振频率信号的含量。

Claims (3)

1.一种多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法，其特征在于，所述的多重谐振抑制方法基于多个相同型号含LCL形式滤波器的电流源型逆变器并联***，其传递函数的谐振频率处出现谐振尖峰的原理，在每个逆变器的电流控制环前向通道中引入LCL电容电压反馈量，并将该反馈量所在的闭环环节整定成陷波器特性，实现基于陷波器的有源阻尼；该陷波器的陷波频率在以谐振峰频率为中心值所确定的阈值范围内。

2.如权利要求1所述的多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法，其特征在于，所述的多重谐振抑制方法在所述的谐振频率处实现负的谐振尖峰，从逆变器内部屏蔽该谐振点处的信号，具体步骤如下：

电流源型逆变器控制***(30)的并网电流谐波检测单元和电流变换单元(302)采集并网电流，将并网电流i_a、i_b、i_c通过坐标变换变为αβ0轴系分量，然后根据锁相单元(301)的输出相角θ对并网电流进行αβ0-dq的坐标变换，得到dq轴系的实时电流信号，并提取出谐振频率ω；电容电压检测变换环节(303)输出的电容电压U_{c_abc}结合锁相单元(301)的输出相角θ，通过abc-αβ0-dq轴系变换成U_cdq信号；有源校正环节(304)接收来自并网电流谐波检测单元和电流变换单元(302)的谐振频率信号ω₁、ω₂和电容电压检测变换环节(303)的电容电压U_cdq信号，针对不同的谐振频率信号ω₁、ω₂经传递函数作用后，输出对应的中间控制信号U_{c_d1}、U_{c_q1}和U_{c_d2}、U_{c_q2}，所述的传递函数表达式如下：

$L\left(s\right)=\frac{U_{c\_dq}}{U_{cdq}}=K_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

公式中，U_cdq为电容电压的dq轴系分量，U_{c_dq}为经过传递函数L(s)作用的输出电压信号，K_d、T_d、α分别为传递函数L(s)的比例系数、时间系数及微分项系数，参数间关系根据谐振频率ω定义：

电流跟踪控制环节(305)输入的指令电流i_{dq_ref}与实际并网电流i_dq做差，经PI控制器后输出控制电流i_d1、i_q1；指令电流计算及变换单元(306)接收来自于有源校正环节(304)的输出控制信号U_{c_d12}、U_{c_q12}和电流跟踪控制环节(305)的控制电流i_d1、i_q1信号，控制电流i_d1、i_q1分别与有源校正环节(304)的输出控制信号U_{c_d12}、U_{c_q12}做差，做差后的信号经过坐标变换输出至PWM指令生成单元(307)，PWM指令生成单元(307)输出的PWM信号驱动所述功率开关管产生期望的输出电流。

3.如权利要求2所述的多逆变器并联接入弱电网的多重谐振抑制方法，其特征在于，所述的有源校正环节通过电容电压反馈量经超前滞后变换输出控制变量，与常规电流控制器出口侧信号叠加，能够得到多组控制信号对应多个谐振峰频率，实现多重谐振的抑制。