CN105099319A - 控制感应电机的装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种控制感应电机的装置，该装置产生转矩指令的d轴电流指令和q轴电流指令，估计电机的转子的速度，并利用估计的速度校正d轴和q轴电流指令，以通过增加滑差频率来增强转子速度和位置的估计性能。

Description

控制感应电机的装置

技术领域

本发明公开涉及一种控制感应电机的装置。

背景技术

一般情况下，转子位置传感器，例如编码器和解析器，有利于增强电机驱动性能。然而，这些位置传感器具有易受振动和增加总***的成本的缺点。因此，由于上述问题，对无位置传感器的驱动电机的技术的需要正在增加。

无位置传感器(无传感器)的电机驱动方法，主要用于目的是控制速度的HVAC(供暖，通风，空气调节)负载，例如风机，泵和压缩机，或者是升降负载，例如电梯和起重机。

此外，感应电机的无传感器的驱动方法主要用于对例如传送带的设备控制转矩。

然而，在一般的无传感器转矩控制方法中，低转速和低转矩区域的驱动性能与速度控制方法的驱动性能相比会降低是已知的。

发明内容

本发明公开所要实现的技术挑战是，提供一种控制感应电机的装置，通过改变对于感应电机的驱动状态来说可调的磁通电流的大小，其会增加感应电机的滑差频率从而增强磁通估计性能。

在本发明公开的总体方案中，提供了一种控制电机的装置，该装置包括：生成器，其配置为产生同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令；电流控制器，其配置为通过执行比例和积分控制，根据同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令，输出同步坐标系的d轴电压和q轴电压；第一转换单元，其配置为将从电流控制器接收的同步坐标系的d轴电压和q轴电压转换成静止坐标系的d轴电压和q轴电压；逆变器，其配置为根据从第一转换单元接收的静止坐标系的d轴电压和q轴电压来输出电压以控制电机；第二转换单元，其配置为将逆变器输出的相电流转换为同步坐标系的d轴电流和q轴电流；估计单元，其配置为基于逆变器输出的相电流和第一转换单元输出的静止坐标系的d轴电压和q轴电压，估计电机的转子的速度和位置；以及校正单元，其配置为利用从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令以及从估计单元接收的转子的速度，校正从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令，并为电流控制器提供校正过的d轴和q轴电流指令。

在本发明公开的一些示例性实施例中，校正单元能降低从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令，响应于降低的同步坐标系的d轴电流指令而增加滑差频率，并响应于增加的滑差频率而加速转子的磁通角。

在本发明公开的一些示例性实施例中，校正单元能够包括：确定单元，其配置为确定待应用到同步坐标系的d轴电流指令的常数K；第一计算单元，其配置为将从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令乘以该常数K；以及第二计算单元，其配置为将从生成器接收的同步坐标系的q轴电流指令乘以该常数K的倒数。

在本发明公开的一些示例性实施例中，确定单元可以考虑电流限制条件、电压限制条件、滑差频率条件和励磁电流条件而确定常数K。

在本发明公开的一些示例性实施例中，确定单元能够确定常数K以使得数K满足范围Max(K_min1，K_min2，K_min3，K_min4)DKD_min(1，K_max)，

其中Max函数是寻求最大值的函数，min函数是寻求最小值的函数，并且确定K_min1,K_min2,K_min3,K_min4,和K_max中的每个以分别满足电流限制条件，滑差频率条件，电压限制条件，励磁电流条件和滑差频率条件。

在本发明公开的一些示例性实施例中，K_min1能够由下式确定：

$K_{\min 1}=\sqrt{\frac{B-\sqrt{B^2-4A{T}_e^2}}{2A}}$

其中， $A=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e4},B=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{I}_{s\_\mathrm{rated}}^2.$

在本发明公开的一些示例性实施例中，K_min2能够由下式确定：

$K_{\min 2}=\sqrt{\frac{T_e}{K_t{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{T}_r{W}_{\mathrm{sl}\_\mathrm{over}}}}.$

在本发明公开的一些示例性实施例中，K_min3能够由下式确定：

$K_{\min 3}=\sqrt{\frac{V_{\max }^2-\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\σ}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}.$

在本发明公开的一些示例性实施例中，K_min4能够由下式确定：

K_min4E0.2。

在本发明公开的一些示例性实施例中，K_max能够由下式确定：

$K_{\max }=\sqrt{\frac{V_{\max }^2-\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\σ}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}.$

根据本发明公开的示例性实施例，相对于同样的转子速度，转子的速度和位置能够被稳定地估计，因为通过降低磁通电流从而增加滑差频率，转子速度和应用于位置估计单元的电压和电流的频率增加，并且转子磁通的频率加速。

附图说明

图1为表示常规感应电机的无传感器转矩控制装置的框图；

图2为表示图1的电流指令生成器的详细框图；

图3a和图3b为表示图1的电流控制器的详细框图；

图4为表示根据本发明公开的示例性实施例的感应电机的控制器的框图；

图5为表示根据本发明公开的示例性实施例的图4的电流指令校正单元的框图。

附图标记：

10电流指令生成器；

20电流控制器

30，40坐标转换单元

50逆变器

60转子速度和位置估计单元

70A，70B，70C电流传感器

80电流指令校正单元

2感应电机

具体实施方式

参照显示了一些示例性实施例的附图，各种示例性实施例将在下文中进行详细描述。但是，本发明的概念能够以不同的形式体现，并且不应解释为局限于本文所阐述的示例性实施例。相反地，所描述的方案旨在涵盖所有落入本发明公开的范围和新颖构思的此类变更、修改、变型和等同方案。

下文中，参考附图，对常规无传感器转矩控制进行描述，其后，将对本发明公开的示例性实施例进行详细描述。

图1为表明常规感应电机的无传感器转矩控制装置的框图。

电流指令生成器10根据转矩指令产生同步坐标系的d轴和q轴电流指令。电流控制器20是包括前馈的比例积分电流控制器。电流控制器20输出同步坐标系的d轴和q轴电压。第一坐标转换单元30将同步坐标系的d轴和q轴电压转换为静止坐标系的电压。

同时，第二坐标转换单元40将由电流传感器70a，70b，70c测量的感应电机2的相电流转换为同步坐标系的d轴和q轴电流。逆变器50施加电压至感应电机2。

另外，通过从电流传感器70接收感应电机2的相电流和第一坐标转换单元30的输出电压，转子速度和位置估计单元60估计三相感应电机2的转子的速度和位置。

图1的装置的结构将在下文中详细描述。

图2为表明图1的电流指令生成器10的详细框图。第一单元11根据常规转子磁通确定d轴电流指令。这里，Lm为磁化电感。

第二单元12为找到q轴电流指令而执行计算。第三单元13限制初始转矩指令的最大值。第四单元14根据第三单元13输出的转矩指令和常规转子的磁通的关系输出q轴电流指令。这里，感应电机的转矩如以下公式：

【公式1】

$T_e=\frac{3}{2}\frac{P}{2}\frac{L_m}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e{i}_{\mathrm{qs}}^e$

从上面的公式1中，可以发现，q轴电流指令如以下公式：

【公式2】

$i_{\mathrm{qs}}^e=\frac{T_e}{\frac{3}{3}\frac{P}{2}\frac{L_m}{L_r}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^e}$

图3a和3b为表示图1的电流控制器20的详细框图。图3a为d轴电流控制器的框图，和图3b为q轴电流控制器的框图。

如图3a和3b所示，为了分别控制同步坐标系的d轴和q轴电流中的每一个，d轴和q轴电流控制器由比例积分控制器和前馈组成。这里，第一单元21a，第二单元21b，第五单元24a和第六单元24b根据电流指令和反馈电流为电流控制提供比例积分增益，而第三单元22和第七单元25执行前馈。通过对感应电机2建模，详细的结构能够以不同形式构成。

另外，当电流控制器20的输出超过逆变器能够复合的电压大小时，第四单元23和第八单元26提供一个抗饱和增益，用于防止第二单元21b和第六单元24b的发散。

图1的第一坐标转换单元30根据以下公式将同步坐标系电压转换为静止坐标系电压：

【公式3】

$V_{\mathrm{ds}}^s=V_{\mathrm{ds}}^{e*}\cos {\mathrm{\θ}}_e-V_{\mathrm{qs}}^{e*}\sin {\mathrm{\θ}}_e$

【公式4】

$V_{\mathrm{qs}}^s=V_{\mathrm{ds}}^{e*}\cos {\mathrm{\θ}}_e-V_{\mathrm{qs}}^{e*}\cos {\mathrm{\θ}}_e$

第二坐标转换单元40根据以下公式将由电流传感器70a，70b，70c测量的感应电机2的相电流转换为同步坐标系的d轴和q轴电流：

【公式5】

$i_{\mathrm{ds}}^s=\frac{2i_{\mathrm{as}}-i_{\mathrm{bs}}-i_{\mathrm{cs}}}{3}$

【公式6】

$i_{\mathrm{qs}}^s=\frac{i_{\mathrm{bs}}-i_{\mathrm{cs}}}{\sqrt{3}}$

【公式7】

$i_{\mathrm{ds}}^e=i_{\mathrm{ds}}^s\cos {\mathrm{\θ}}_e+i_{\mathrm{qs}}^s\sin {\mathrm{\θ}}_e$

【公式8】

$i_{\mathrm{ds}}^e=-i_{\mathrm{ds}}^s\sin {\mathrm{\θ}}_e+i_{\mathrm{qs}}^s\cos {\mathrm{\θ}}_e$

通过接收感应电机2的输出电流和逆变器50的输出电压，转子速度和位置估计单元60输出转子速度和位置。转子速度和位置估计单元60能够通过不同方法组成。

在这样的感应电机的控制转矩的现有装置中，因为磁化电流的大小是固定的，转矩电流固定在一定的转矩指令。因此，在同样转子速度的情况下，滑差频率会保持降低。由于对感应电机的控制来说必不可少的磁通估计性能的下降，转子速度和和磁通角的估计变得困难。

因此，根据本发明公开的一个示例性实施例，提供了一个用于控制感应机器的装置，其通过改变对于感应电机的驱动状态来说可调的磁通电流的大小，能增加感应电机的滑差频率从而增强磁通估计性能。

图4为表示根据本发明公开的感应电机的控制器的示例性实施例的框图。

如图4所示，本发明公开的控制装置1可包括电流指令生成器10，电流指令校正单元80，电流控制器20，第一坐标转换单元30，第二坐标转换单元40，逆变器50，转子速度和位置估计单元60和电流感应器70a，70b，70c，用于控制感应电机2。

电流指令生成器10能够根据转矩指令产生同步坐标系的d轴和q轴电流指令。电流指令生成器10的详细的操作如前面图2所述。电流控制器20为一个包括前馈的比例积分电流控制器。电流控制器20能够输出同步坐标系的d轴和q轴电压。电流控制器20的详细的操作如前面图3a和3b所描述。

第一坐标转换单元30能够将同步坐标系的d轴和q轴电压转换为静止坐标系的电压。

另外，通过从电流传感器70a，70b，70c接收感应电机2的相电流，第二坐标转换单元40能够将感应电机2的相电流转换为同步坐标系的d轴和q轴电流。逆变器50能够利用从第一坐标转换单元30接收的静止坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令来输出电压以控制感应电机2。

通过从电流传感器70a，70b，70c接收感应电机2的相电流和从第一坐标转换单元30接收静止坐标系的d轴电压和q轴电压，转子速度和位置估计单元60能够估计感应电机2的转子速度和位置。

通过接收从电流指令生成器10输出的同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令，和从转子速度和位置估计单元60接收转子的速度，电流指令校正单元80能够校正同步坐标系d轴电流指令和q轴电流指令。

如图4所示的对控制装置1的操作将在下文中进行描述。由于除了电流指令校正单元80，所有元件的操作可参照前面描述的图1至3，因此将主要对电流指令校正单元80的操作进行描述。

首先，感应电机2在稳定状态下的转矩公式如下所示。这里，d轴电流与磁通电流对应，q轴电流与转矩电流对应。

【公式9】

$T_e=\frac{3}{2}\frac{P}{2}\frac{L_m^2}{L_r}{i}_{\mathrm{ds}}^e{i}_{\mathrm{qs}}^e$

这里，是一个常数。因此，它被定义为： $\frac{3}{2}\frac{P}{2}\frac{L_m^2}{L_r}=K_t.$

同时，感应电动机2的滑差频率可以定义为下面的公式。

【公式10】

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sl}}=\frac{1}{T_r}\frac{i_{\mathrm{qs}}^e}{i_{\mathrm{ds}}^e}$

另外，当驱动感应电动机2时，转子磁通角可以定义为下面的公式。

【公式11】

${\mathrm{\θ}}_e=\stackrel{}{A}{\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sl}}\mathrm{dt}$

其中，ω_r是感应电机2的转子的电速度。

在上面的公式9中，当感应电机2的d轴电流改变时，为了满足转矩指令，q轴电流也会改变。特别是，当d轴电流降低时，q轴电流增加。因此，根据公式10的关系，滑差频率会增加，以及根据公式11的关系，同样转子速度的情况下，转子磁通角会变化的更快。

通过利用如上所述的现象，本发明公开通过降低d轴电流(磁通电流)的大小以稳定地控制感应电机2。根据本发明公开的一个示例性实施例，电流指令校正单元80能够在下面四种条件下校正d轴和q轴电流。

1.电流限制条件

2.电压限制条件

3.滑差频率条件

4.励磁电流条件

首先，电流限制条件能够以下面的公式表达。

【公式12】

${\left(i_{\mathrm{ds}}^e\right)}^2+{\left(i_{\mathrm{qs}}^e\right)}^{2}D{I}_{s\_\mathrm{rated}}^2$

当通过乘以K(K是实数，0<K≤1)改变d轴电流时，公式12能够以下面的公式表达。

【公式13】

${\left(K{i}_{\mathrm{ds}}^e\right)}^2+{\left(\frac{T_e}{K_{t}K{i}_{\mathrm{ds}}^e}\right)}^{2}D{I}_{s\_\mathrm{rated}}^2$

于此，常数K的范围如下面的公式。

【公式14】

K_min1＜KD1

其中， $K_{\min 1}=\sqrt{\frac{B-\sqrt{B^2-4A{T}_e^2}}{2A}},A=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e4}$ 和 $B=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{I}_{s\_\mathrm{rated}}^2.$

接着，电压限制条件能表达如下。

【公式15】

$V_{\mathrm{ds}}^{e2}+V_{\mathrm{qs}}^{e2}D{V}_{s,\max }^2$

上面的公式15能够以下面的公式来近似。

【公式16】

$\mathrm{\&sigma;}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}\frac{1}{K^2}+L_s^2{K}^2{i}_{\mathrm{noload}}^{2}D{V}_{\max }^2$

上面的公式16中，能设置下面的条件。

【公式17】

$K_{\max }=\sqrt{\frac{V_{\max }^2+\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\&sigma;}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}$

【公式18】

$K_{\min 3}=\sqrt{\frac{V_{\max }^2-\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\&sigma;}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}$

接着，滑差频率条件能表达如下。

根据等式10，滑差频率条件能以如下的公式所表达。

【公式19】

$W_{\mathrm{sl}\_\mathrm{cal}}=\frac{1}{T_r}\frac{1}{K{i}_{\mathrm{ds}}^e}\frac{T_e}{K_{t}K{i}_{\mathrm{ds}}^e}D\frac{1}{T_r}\frac{i_{\mathrm{qs}\_\mathrm{rated}}}{i_{\mathrm{ds}}^e}M=W_{\mathrm{sl}\_\mathrm{over}}$

上面的公式19表示，关于一定的转矩指令，滑差频率保持在低于M倍常规滑差频率。通常M满足下面的条件。

【公式20】

0＜MD2

上面的公式20是根据经校正的电流指令将感应电机2的滑差频率控制到低于两倍的常规滑差频率。公式20的范围能够根据感应电机2的种类而改变。

于此，可以发现下面的条件。

【公式21】

$K_{\min 2}=\sqrt{\frac{T_e}{K_t{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{T}_r{W}_{\mathrm{sl}\_\mathrm{over}}}}$

最后，励磁电流条件能以如下表达。

当执行充分励磁时，感应电机20的控制通常是不稳定的。因此，能根据感应电机2的类型设置最小的励磁电流，如下所示。

【公式22】

K_min4E0.2

公式22中，描述了最小励磁电流的比率设置为常规励磁电流的20％的例子。但是，该比率能够根据感应电机2的类型而改变。

K的范围可从公式14、17、18和22发现，如下所示。

【公式23】

Max(K_min1，K_min2，K_min3，K_min4)DKDmin(1，K_max)

其中，Max函数为寻找最大值的函数，min函数为寻找最小值的函数。

根据本发明公开的一个示例性实施例，通过将K值设置为满足公式23范围的最小值，滑差频率能最大化。保持在一定转矩的同步坐标系的d轴和q轴电流指令，能如下面的公式进行修改。

【公式24】

$i_{\mathrm{ds}}^{e*}=K{i}_{\mathrm{ds}}^{e**}$

【公式25】

$i_{\mathrm{qs}}^{e*}=\frac{1}{K}{i}_{\mathrm{qs}}^{e**}$

图5为表示图4的电流指令校正单元80的详细的示例性实施例的框图。

如图5所示，根据本发明公开的示例性实施例的控制装置1的电流指令校正单元80能包括K-确定单元81和乘法单元82a，82b。

根据上面描述的限制条件决定的公式23，K-确定单元81能通过该公式23决定K。利用K,乘法单元82a，82b能输出经校正的电流指令，如上面公式24和25。

因此，根据本发明公开的一个示例性实施例，当滑差频率增加时，转子磁通角的频率根据公式11的关系加速，应用至转子速度和位置估计单元60的电压和电流的频率增加。从而，能稳定估计相对于同样转子速度的转子的速度和位置。

也就是说，根据本发明公开的一个示例性实施例，通过在一定的转矩指令下最大化滑差频率，能提高感应电机的性能。

上述的示例性实施例旨在说明，并不限制权力要求的范围。许多替换、修改、变型和等同方案为本领域技术人员所熟知。本文描述的示例性实施例的特征、结构、方法和其他特性能够以不同的方式进行组合以获得附加的和/或替代的示例性实施例。因此，本发明公开的权利的技术范围应当由权利要求书决定。

Claims (9)

1.一种用于控制电机的装置，该装置包括：

生成器，其配置为产生同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令；

电流控制器，其配置为通过执行比例和积分控制，根据同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令，输出同步坐标系的d轴电压和q轴电压；

第一转换单元，其配置为将从电流控制器接收的同步坐标系的d轴电压和q轴电压转换成静止坐标系的d轴电压和q轴电压；

逆变器，其配置为根据从第一转换单元接收的静止坐标系的d轴电压和q轴电压来输出电压以控制电机；

第二转换单元，其配置为将逆变器输出的相电流转换为同步坐标系的d轴电流和q轴电流；

估计单元，其配置为基于逆变器输出的相电流和第一转换单元输出的静止坐标系的d轴电压和q轴电压，估计电机的转子的速度和位置；以及

校正单元，其配置为利用从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令以及从估计单元接收的转子的速度，校正从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令和q轴电流指令,并为电流控制器提供校正过的d轴和q轴电流指令，

其中，校正单元降低从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令，响应于降低的同步坐标系的d轴电流指令而增加滑差频率，并响应于增加的滑差频率而加速转子的磁通角。

2.根据权利要求1所述的装置，其中校正单元包括：

确定单元，其配置为确定待应用到同步坐标系的d轴电流指令的常数K；

第一计算单元，其配置为将从生成器接收的同步坐标系的d轴电流指令乘以该常数K；以及

第二计算单元，其配置为将从生成器接收的同步坐标系的q轴电流指令乘以该常数K的倒数。

3.根据权利要求2所述的装置，其中，

确定单元考虑电流限制条件、电压限制条件、滑差频率条件和励磁电流条件而确定常数K。

4.根据权利要求3所述的装置，其中，

确定单元能够确定常数K以使得常数K满足范围

其中Max函数是寻求最大值的函数，min函数是寻求最小值的函数，并且确定K_min1，K_min2,K_min3,K_min4和K_max中的每个以分别满足电流限制条件，滑差频率条件，电压限制条件，励磁电流条件和滑差频率条件。

5.根据权利要求4所述的装置，其中，

K_min1由以下公式确定：

$K_{\min 1}=\sqrt{\frac{B-\sqrt{B^2-4A{T}_e^2}}{2A}},$

其中， $A=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e4},B=K_t^2{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{I}_{s\_\mathrm{rated}}^2.$

6.根据权利要求4所述的装置，其中，

K_min2由以下公式确定：

$K_{\min 2}=\sqrt{\frac{T_e}{K_t{i}_{\mathrm{ds}}^{e2}{T}_r{W}_{\mathrm{sl}\_\mathrm{over}}}}.$

7.根据权利要求4所述的装置，其中，

K_min3由以下公式确定：

$K_{\min 3}=\sqrt{\frac{V_{\max }^2-\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\&sigma;}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}.$

8.根据权利要求4所述的装置，其中，

K_min4由以下公式确定：

9.根据权利要求4所述的装置，其中，

K_max由以下公式确定：

$K_{\max }=\sqrt{\frac{V_{\max }^2+\sqrt{V_{\max }^4-4L_s^2\mathrm{\&sigma;}{L}_s^2\frac{T_e^2}{K_t^2}}}{2L_s^2{i}_{\mathrm{dse}}^2}}.$