CN105006971A - 一种提高dab型dc-dc变换器轻载效率的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，属于双向隔离DC-DC变换器功率开关管的调制技术领域。通过控制驱动脉冲使一侧全桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相；模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。本发明适用于变换器中小功率输出，大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的电流峰值及有效值，有效减小器件应力，大幅度降低了***无功功率，大幅度减小***损耗，提高了***效率。

Description

一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法

技术领域

本发明涉及双向隔离DC-DC变换器功率开关管的调制技术领域，特别涉及一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法。

背景技术

DAB型DC-DC变换器因其高功率密度、软开关特性、结构对称、器件数少等特点，广泛应用于不间断电源(UPS)、清洁能源转换***以及电动汽车锂电池充放电设备等。其基本拓扑如图1所示，原边全桥B1通过变压器T与副边全桥B2相连，其中每个全桥由4个可控开关管和反并联二极管组成，变压器保障了电气隔离，原副边变比为n:1，L为变压器漏感或外接电感，在电路中起传递能量的作用。

DAB型变换器的损耗主要包括传导损耗和开关损耗。其中变压器铁损、开关器件的开关损耗与流经变压器、电感的电流i_L的峰值I_peak呈正相关，变压器铜损和开关管通态损耗与电流i_L的有效值I_rms呈正相关，而流过电感的无功功率Q越大，则电感的电压和电流的波动越大，从而导致电容的等效串联电阻(ESR)损耗增大。

目前，DAB型双向DC-DC变换器普遍采用传统单移相控制方式(Conventional Single-Phase-Shift strategy，CSPS)，理想情况下各开关管的驱动脉冲为50％方波信号，且同一桥臂上下开关管驱动脉冲互补。通过控制B₁桥和B₂桥对应开关管(如Q₁和S₁，Q₄和S₄)驱动脉冲的移相占空比D来控制传输功率P的大小和流动方向，而同一个桥内对角线开关管的驱动脉冲同步而无相移(如B₁桥的Q₁和Q₄，B₂桥的S₁和S₄)。以功率流动方向为由U₁向U₂流动为例，各开关器件驱动波形和相关电压电流波形如图2所示，其中Up和Us均为50％的方波电压，漏感电压U_L和电流i_L呈周期***变。然而，该控制方式下，***轻载输出且在输出电压与变换器额定输出电压相差较大时，存在如下问题：

1、流经变压器、电感及开关器件的电流峰值I_peak和电流有效值I_rms较大，相关器件承受的应力增大，器件成本增加。

2、电感两端所承受电压较大，电感电流最大上升率较大，外界对***的电磁干扰增大，导致***可靠性降低。

3、电流峰值I_peak和电流有效值I_rms及变换器的无功功率过大，引起***损耗增大，***效率较低。

目前存在的双移相控制方式通过控制两个移相角变量，在保证功率输出的前提下解决上述问题，但双移相控制方式需要控制两个移相角变量，计算量大，控制方式复杂，不易于反 馈调节和工程实现。

发明内容

为解决上述背景技术中提出的问题，本发明提出一种DAB型双向DC-DC变换器的脉冲控制方法，适用于变换器中小功率输出，大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的电流峰值及有效值，有效减小器件应力，大幅度降低了***无功功率，大幅度减小***损耗，提高了***效率。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，通过控制驱动脉冲使一侧全桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相；模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。

进一步地，驱动脉冲发生装置采用模拟电路、数字芯片，以控制单一的移相角变量，只需要控制单一的移相角变量，易于工程实现和反馈调节。

进一步地，当功率输出超出该种方法所能达到最大功率时，可切换至其它控制方式，如传统桥间移相控制方式，以满足***满功率范围输出要求。

进一步地，在反馈调节时，闭环反馈调节时，当采样电压V低于设定电压V_ref时，增大占空比D的值，而当采样电压V高于设定电压V_ref时，减小占空比D的大小。

本发明和现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明应用于中小功率负载时：1、大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的电流峰值及有效值，减小器件应力。2、大幅度降低了***无功功率。3、大幅度减小***损耗。4、提高了***效率。

附图说明

图1是本发明所基于的电路拓扑结构。

图2是传统的脉冲控制方式，即CSPS工作模式。

图3是本发明提出的脉冲控制方式，包含模式一方式和模式二方式。

图4是基于本发明提供的控制方式下的***传输功率标幺值和电流标幺值与CSPS工作模式下的对比图。

图5是基于本发明提供的控制方式下的电感电流峰值标幺值与CSPS工作模式下的对比图。

图6是基于本发明提供的控制方式下的无功功率标幺值与CSPS工作模式下的对比图。

具体实施方式

下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。

一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，通过控制驱动脉冲使一侧全桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相；模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。驱动脉冲发生装置采用模拟电路、数字芯片，以控制单一的移相角变量。

本发明通过控制一侧全桥对角线开关管的驱动脉冲有一定的移相角度，从而全桥交流端产生三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制。因此，本发明包含两种控制模式，即模式一：B₁桥内移相，B₂桥内不移相；模式二：B₂桥内移相，B₁桥内不移相。

在模式一的控制方式中，若功率流动方向由U₁向U₂流动，以图1中Q₄管的驱动脉冲为参考，控制B₁桥的对角线开关管Q₁超前于Q₄管时间t导通，而B₂桥的开关管S₁和S₄的驱动脉冲均与B₁的Q₄管同步，同时，开关管Q₂、Q₃、S₂、S₃的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补。同理，若功率流动方向由U₂向U₁流动，则控制B₁桥的开关管Q₁滞后于Q₄管时间t导通即可，B₂桥的开关管S₁、S₄的驱动脉冲均与B₁桥的Q₄管同步，开关管Q₂、Q₃、S₂、S₃的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补。

模式一控制方式下，以功率由U₁向U₂方向流动为例，各开关管驱动波形、相应的电压电流波形及各阶段导通器件如图3(a)所示，U_p为三电平电压波形，定义其高电平在半个开关周期T内的占空比为D(0≤D≤1)，则正电平持续的时间为DT，t＝(1-D)T，而T＝1/2f，f为变换器的开关频率。

而U_s为正负对称的电压方波，U_s＝n·U_N，U_p高电平上升沿与U_s高电平上升沿同步。电感电压U_L和电流i_L正负对称且存在周期性。

模式二的控制方式与模式一方式类似，B₂桥内对角线开关管产生相移，而B₁桥内对角线开关管无相移。模式二的控制方式下，若功率由U₁向U₂方向流动，则控制B₂桥的开关管S₁滞后于S₄管时间t导通，而B₁桥的开关管Q₁、Q₄的驱动脉冲均与B₁的S₄管保持同步，同时，开关管Q₂、Q₃、S₂、S₃的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。同理，若功率由U₂向U₁方向流动，则控制副边桥B₂的开关管S₁超前于S₄管时间t导通，而B₁桥的开关管Q₁、Q₄的驱动脉冲均与B₂桥的开关管S₄管保持同步，同时，开关管Q₂、Q₃、S₂、S₃的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。

模式二的控制方式下，以功率流动方向由U₁向U₂流动为例，各开关管驱动波形、相应的电压电流波形及各阶段导通器件如图3(b)所示，U_s为三电平电压，U_s＝n·U_N，且U_s高电平在半个开关周期T内的占空比为D(0≤D≤1)，正电平持续的时间为DT，t＝(1-D)T，U_p 为正负对称的方波电压。电感两端电压U_L和电流i_L正负对称且存在周期性。由以上可知，模式一和模式二均可实现降压或升压控制和能量的双向流动。为方便起见，本发明均以功率由U₁向U₂方向流动为例对模式一和模式二两种控制方式分析。

模式一和模式二两种控制方式下，整个DAB变换器的传输功率P和U₂侧电流I_o和电压U₂为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{nU}}_2{U}_1}{4fL}D(1-D),0<D<1\\ I_0=\frac{{\mathrm{nU}}_1}{4fL}D(1-D),0<D<1\\ U_2=\frac{{\mathrm{nU}}_{1}R}{4fL}D(1-D),0<D<1\end{array}\right.$

其中n为变压器变比，L为电感，f为***开关频率，D为模式一方式下Up的高电平占空比或模式二方式下U_s的高电平占空比，R为等效负载电阻。

两种模式下，图3所示不同时刻的电感电流值如表1所示。

表1两种模式下不同时刻电感电流值

不同条件下，漏感电流峰值如表2所示。

表2两种模式下电感电流峰值

流经变换器电感的无功功率：

Q＝U_rms*I_rms          (2) 

$U_{rms}\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{n^2{U}_2^2(1-D)+{(U_1-{\mathrm{nU}}_2)}^{2}D}& Mode1\\ \sqrt{U_1^2(1-D)+{(U_1-{\mathrm{nU}}_2)}^{2}D}& Mode2\end{array}\right.---\left(3\right)$

$I_{rms}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{12fL}\sqrt{12{\mathrm{nD}}^3{U}_1{U}_2-6D^3{U_1}^2-18{\mathrm{nD}}^2{U}_1{U}_2+9D^2{U_1}^2+3n^2{U_2}^2}& Mode1\\ \frac{1}{12fL}\sqrt{12{\mathrm{nD}}^3{U}_1{U}_2-6n^2{D}^3{U_2}^2-18{\mathrm{nD}}^2{U}_1{U}_2+9n^2{D}^2{U_2}^2+3{U_1}^2}& Mode2\end{array}\right.---\left(4\right)$

$Q=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{12fL}\sqrt{12{\mathrm{nD}}^3{U}_1{U}_2-6D^3{U_1}^2-18{\mathrm{nD}}^2{U}_1{U}_2+9D^2{U_1}^2+3n^2{U_2}^2}*\sqrt{n^2{U}_2^2\left(1-D\right)+{\left(U_1-{\mathrm{nU}}_2\right)}^{2}D}& Mode1\\ \frac{1}{12fL}\sqrt{12{\mathrm{nD}}^3{U}_1{U}_2-6n^2{D}^3{U_2}^2-18{\mathrm{nD}}^2{U}_1{U}_2+9n^2{D}^2{U_2}^2+3{U_1}^2}*\sqrt{U_1^2\left(1-D\right)+{\left(U_1-{\mathrm{nU}}_2\right)}^{2}D}& Mode2\end{array}\right.---\left(5\right)$

为方便分析对比，给出CSPS方式下的相关公式，D₁为桥间移相占空比(0≤D₁≤1)：

$CSPS=\left\{\begin{array}{c}{P}^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{nU}}_2{U}_1}{2fL}{D}_1\left(1-D_1\right),0<D_1<1,{I_o}^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{nU}}_1}{2fL}{D}_1\left(1-D_1\right),0<D_1<1\\ {U_2}^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{nU}}_{1}R}{2fL}D\left(1-D\right)\\ {i^{\&prime;}}_{\max }=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{4fL}\left(-{\mathrm{nU}}_2+U_1+2{\mathrm{nU}}_2{D}_1\right),d\&le;1\\ \frac{1}{4fL}\left(-{\mathrm{nU}}_2-U_1+2U_1{D}_1\right),d>1\end{array}\right.\\ {i^{\&prime;}}_{rms}=\frac{1}{12fL}\sqrt{36{{\mathrm{nD}}_1}^2{U}_1{U}_2-24{{\mathrm{nD}}_1}^3{U}_1{U}_2+3{U_1}^2-6{\mathrm{nU}}_1{U}_2+3n^2{U_2}^2}\\ {U^{\&prime;}}_{rms}=\sqrt{{\left(U_1+{\mathrm{nU}}_2\right)}^2{D}_1+{\left(U_1+{\mathrm{nU}}_2\right)}^2\left(1-D_1\right)}\\ {Q^{\&prime;}}_L={U^{\&prime;}}_{rms}*{I^{\&prime;}}_{rms}\end{array}\right.$

为了使结论更有普遍性，同时便于对比分析，上述NSPS和CSPS的所有公式折算至变压器原边后均采用标幺化处理，标幺化的各个基值如下：

U_b＝U₁，I_b＝U₁/(ωL)，P_b＝U₁ ²/(ωL)        (6) 

传输功率，U₂侧电流和电压的标幺化结果如下：

$P\&lsqb;pu\&rsqb;=\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\&pi;}d}{2}D(1-D),0<D<1,NSPS\left(M\mathrm{ode}1andM\mathrm{ode}2\right)\\ {\mathrm{\&pi;dD}}_1(1-D_1),0<D_1<1,CSPS\end{array}\right.$

$i_o\&lsqb;pu\&rsqb;=\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}D(1-D),0<D<1,NSPS\left(Mode1andMode2\right)\\ {\mathrm{\&pi;D}}_1(1-D_1),0<D_1<1,CSPS\end{array}\right.$

$d=\frac{{\mathrm{nU}}_2}{U_1}=\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}D(1-D),0<D<1,NSPS\left(Mode1andMode2\right)\\ {\mathrm{\&pi;D}}_1(1-D_1),0<D_1<1,CSPS\end{array}\right.$

其中d为输出电压经变压器折算至输入侧后的标幺值，也可称为输出侧与输入侧的电压变比。

在功率输出特性上，NSPS下输出功率均在D为50％时达到最大值，NSPS与CSPS下传输功率和电流标幺值随D的变化曲线分别如图4(a)(b)所示，NSPS下最大输出功率和电流仅为CSPS下的1/2。

为了对比分析NSPS下两种控制模式与CSPS方式下的效果，所有的分析应保证输出功率一致的条件下进行。相同的输出电压和输出电流下，两种方式下的电流峰值的对比图如图5所示，其中NSPS下高电平占空比为0≤D≤0.5，CSPS下移相占空比为0≤D₁≤0.5。图5(a)和5(b)为电压变比0≤d≤0.5时，相同的输出功率下，模式一方式与CSPS下***的电流峰值i_peak的3-D对比图和2-D对比图。图5(c)和5(d)为电压变比d≥2时相同输出功率下，模式二方式与CSPS下***的电流峰值i_peak的3-D对比图和2-D对比图。根据以上对比可知，在相应的电压变比范围内，模式一方式和模式二方式下***的电流峰值与CSPS方式相比均大幅度减小，大幅度减小了***电流应力，降低***损耗。相应的，NSPS方式下的电流有效值i_rms也取得类似的效果。

相应的，***无功功率的对比也可以得出与电流应力对比相似的结论。图5(a)和5(b)为电压变比0≤d≤0.5时,

相同的输出功率下，模式一方式和CSPS下***的无功功率Q的3-D对比图和2-D对比图。图5(c)和5(d)为电压变比d≥2时,相同的输出功率下，模式二方式和CSPS下*** 的无功功率Q的3-D对比图和2-D对比图。由图可知，在相应的电压变比范围内，模式一方式和模式二方式下***的无功功率始终小于CSPS方式，且大幅度减小，例如，当d＝0.1且I_O[p.u.]＝0.05时，模式一方式下的无功功率仅为CSPS方式下的4％，从而大幅度降低***损耗，提高***效率。

由以上可知，本发明提出的NSPS控制方式适合于中小功率负载，大幅度减小了流经变压器的电流有效值、峰值及***无功功率。对降低器件应力，提高***稳定性，减小***损耗，提高***效率具有重大意义，实验证明，NSPS控制方式下***工作效率最大可提高30％。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，其特征在于：通过控制驱动脉冲使一侧全桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制，该种控制方式包含两种控制模式，即模式一：输入侧桥内移相，输出侧桥内不移相；模式二：输出侧桥内移相，输入侧桥内不移相。

2.根据权利要求1所述的一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，其特征在于：驱动脉冲发生装置采用模拟电路、数字芯片，以控制单一的移相角变量，只需要控制单一的移相角变量，易于工程实现和反馈调节。

3.根据权利要求1所述的一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，其特征在于：当功率输出超出该种方法所能达到最大功率时，可切换至其它控制方式，如传统桥间移相控制方式，以满足***满功率范围输出要求。

4.根据权利要求1所述的一种提高DAB型DC-DC变换器轻载效率的控制方法，其特征在于：在反馈调节时，闭环反馈调节时，当采样电压V低于设定电压V_ref时，增大占空比D的值，而当采样电压V高于设定电压V_ref时，减小占空比D的大小。