CN105005057A - 一种北斗导航***d1导航电文的捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法。使用本发明能够适应各种比特跳变情况，增加了相干积分增益，并消除了相关峰***导致的载波频率错误估计，可以有效、可靠地捕获北斗导航***D1导航电文。本发明首先将接收的包含干扰的D1导航电文的信号序列与本地载波复序列相乘进行混频，实现载波多普勒频偏剥离；然后，将本地复现码按照两种方式同时进行拓展，获得本地复现码A和本地复现码B，并将两个本地复现码与混频结果分别进行相关运算，对两路相关运算的结果进行判决，获得载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值，对D1导航电文进行捕获。

Description

一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法

技术领域

本发明涉及导航信号检测技术领域，具体涉及一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法。

背景技术

北斗卫星导航定位***(BeiDou Navigation Satellite System,BDS)是中国自主研发，独立运行的全球卫星导航***(Global Navigation Satellite System,GNSS)。北斗接收机负责接收北斗卫星发射的信号，进行处理后获取导航电文等信息，实现定位功能。接收机实现以上功能首先需完成对卫星信号的捕获，信号捕获过程是对接收信号卫星编号、载波多普勒频偏和测距码相位延迟的三维搜索过程，当本地参考序列与对应编号的卫星信号达到粗同步且频率近似相等时，通过相关运算会产生相关峰，作为捕获成功的依据。卫星信号捕获的主要方法有串行搜索、并行频域搜索、并行码相位搜索和匹配滤波等，其中应用快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)的并行码相位搜索方法硬件利用率高，捕获速度快，在实际接收机中被广泛应用。

北斗导航***D1导航电文调制有二次编码，即在速率为50bps的D1导航电文上调制有20比特的Neumann-Hoffman(NH)码。调制后的信号码速率为1kbps，码宽为1毫秒，与导航信息码和扩频码同步调制。应用NH码有提高定位性能、增加互相关增益和增强抗窄带干扰等优势，但由于调制后信号码宽与常用相干积分时间相同，比特跳变可能在相干积分内的任意时刻发生，且发生频率频繁。比特跳变会导致并行码相位搜索的输出相关峰在频率轴***，相关增益降低，导致错误的多普勒估计或捕获失败，不利于接收机实现快速定位。

为解决北斗导航***D1导航电文捕获过程中的比特跳变问题，目前提出的方法有零拓展法、两步捕获法和NH码同步捕获法等。零拓展法可以消除比特跳变引起的相关峰***，但算法特性限制了相干积分增益，在输入信号载噪比较低时捕获效果不理想。两步捕获法可以减轻比特跳变对捕获的影响，但耗时较长计算量较大，且在载噪比较低时捕获效果不理想。NH码同步捕获法减轻比特跳变的影响，可获得较大增益，但计算量大，不利于硬件实现。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法，能够适应各种比特跳变情况，增加了相干积分增益，并消除了相关峰***导致的载波频率错误估计，可以有效、可靠地捕获北斗导航***D1导航电文。

本发明的北斗导航***D1导航电文的捕获方法，包括如下步骤：

步骤1，地面接收包含干扰的D1导航电文的信号序列，对接收信号序列进行补零，将补零后的接收信号序列与根据载波多普勒频偏粗估计值获得的本地载波复序列相乘进行混频，实现载波多普勒频偏剥离；

步骤2，对本地复现码按照两种方式同时进行拓展，获得本地复现码A和本地复现码B，其中，本地复现码A由两个周期的相同伪随机码构成，本地复现码B由一个周期的伪随机码和一个周期的反向伪随机码构成，其中反向伪随机码由原伪随机码各位取反获得；分别对本地复现码A和本地复现码B进行补零；

步骤3，将步骤1中获得的混频结果分别与步骤2中的两个本地复现码进行相关运算；

步骤4，将步骤3中得到的两路相关运算结果送入判决器，根据判决规则获得载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值其中，判决规则如下：

m₁和m₂分别为本地复现码A和本地复现码B得到的最大相关峰幅值；

当m₁≥m₂时，最大相关峰幅值即由本地复现码A形成，本地复现码A最大相关峰幅值的对应位置为(f_d1,τ₁)，当τ₁≤N时，(f_d1,τ₁)即为捕获结果，当τ₁＞N时，(f_d1,τ₁+N-L)即为捕获结果；其中，f_d为载波多普勒频偏，τ为测距码相位延迟，下标1表示本地复现码A的相关参数，下标2表示本地复现码B的相关参数，N为一个码周期内接收信号序列的采样点数，L为FFT运算长度；

当m₁<m₂时，最大相关峰幅值由本地复现码B形成，本地复现码B最大相关峰幅值的对应位置为(f_d2,τ₂)，当τ₂≤N时，(f_d2,τ₂)即为捕获结果，当τ₂＞N时，(f_d2,τ₂+N-L)即为捕获结果。

进一步地，所述补零方法为：对接收信号序列或本地复现码序列进行少量补零，使得补零后的序列长度为2的整数次幂，且长度最短。

有益效果：

(1)本发明针对现有GNSS信号捕获方法应用于北斗导航***D1导航电文捕获时存在如捕获结果存在相关峰衰减、相关峰***、捕获算法计算量大耗时长、效率不高等问题，采用本地码拓展方法消除比特跳变的影响，针对增加相干积分时间后导致积分时间内存在多种比特跳变情况的问题，将本地复现码以两种方式拓展，以适应各比特跳变情况，同时增加了相干积分增益；根据两路相关结果的序列特性，设计判决器，可以获得后续处理所需的载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值。本发明能够增加捕获增益，减少硬件负担同时增加算法效率，能够适应各种比特跳变情况。

(2)本发明采用部分补零法使序列长度满足为2的整数次幂，虽会导致部分序列混叠，但同时会进一步消除相干积分时间内发生一次比特跳变时可能导致的相关峰***，同时减少计算复杂度，进而提高***整体性能。

(3)与常规方法直接根据捕获结果获得载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值不同，本发明使用判决器根据各相关峰位置及幅值判断相关运算结果合理性，降低虚警概率，提高捕获准确度。

附图说明

图1为本地复现码拓展法模块图。

图2为本地复现码拓展法在各比特跳变情况下的相关结果示意图。

图3为三种不同捕获方法获得的相干积分后信噪比曲线。

图4为两种方法接收机性能特性(Receiver Operating Characteristic,ROC)曲线。

图5为两种方法捕获结果统计直方图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

本发明提供了一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法。

北斗接收机通过接收天线接收淹没在加性高斯白噪声中的卫星信号，经过射频前端的下变频、滤波放大和模拟-数字转换(Analog-to-Digital Converter，ADC)的处理，不考虑滤波器损耗和量化噪声的影响，假设加性高斯白噪声序列独立不相关，根据北斗导航***D1导航电文产生规则和常规北斗接收机射频部分工作原理，可得到基带信号处理模块接收到的信号表达式为：

s[k]为待处理的信号序列，A为卫星测距信号幅值(V)，τ为测距码相位延迟值(ms)，T_s为采样周期(ms)，f_D为下变频后的载波频率值(Hz)，表示载波中频(Intermediate Frequency,IF)f_IF为载波多普勒频偏值f_d的和，为载波初始相位值，d[k-τ/T_s]表示数据码序列，c_PRN[k-τ/T_s]表示伪随机码序列，c_NH[k-τ/T_s]表示参与二次调制的NH码序列，n[k]表示噪声序列。

若不考虑比特跳变的影响，常规并行码相位搜索方法相关峰的产生过程为输入信号分别与本地同相和正交复现序列相乘，使用循环相关进行1毫秒相干积分后进行非相干积分，进而获得各载波多普勒频偏测试值和测距码相位延迟测试值对应的相关峰峰值，根据最大峰值位置得出所需参数的估计值。相干积分过程表达式为：

其中Y_I和Y_Q分别为同相和正交支路的相干积分结果，为测距码相位延迟估计值与实际值τ的差，为载波多普勒频偏估计值与实际值f_d的差，R(Δτ)为相关运算结果，N为1毫秒内信号序列的采样点数，n_I和n_Q分别为同相和正交支路的加性高斯白噪声序列。非相干积分过程表达式为：

$T=Y_I^2+Y_Q^2=\frac{A^2}{4}{R}^2\left(\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&tau;}\right){\mathrm{sinc}}^2\left({\mathrm{\&pi;f}}_d{\mathrm{NT}}_s\right)+n_I^2+n_Q^2---\left(3\right)$

其中T为消除了载波初相位影响的相关峰峰值，作为运算结果判断参数估计值。相关运算可由FFT和IFFT运算实现，(2)式的两路信号可表示为：

Y＝IFFT{FFT(s[k]exp(-j2πf_DkT_s))(FFT(c_LOC[k]))^*}    (4)

其中上标“^*”表示复数取共轭，FFT和IFFT分别表示FFT运算和IFFT运算。

当考虑比特跳变时，对于某特定的载波频率估计值，其不同测距码相位延迟估计值对应的相干积分结果为：

其中N_τ为实际信号的码相位跳变位置，Δf_d为载波频率估计值与实际值的误差，α₁和α₂可表示为：

α₁＝πΔf_d(N_τ-1)T_s

α₂＝πΔf_d(N+N_τ-1)T_s

为评估各捕获方法的性能，定义信噪比SNR为仅有信号输入时的最大相关峰幅值平方值与仅有加性白噪声输入时相关峰值平方的期望值，其中和为检测结果：

$SNR=\frac{{\left\{\right|Y_S({\tilde{f}}_d,\widetilde{\mathrm{\&tau;}})\left|\right\}}^2}{E\left\{\right|Y_N({\hat{f}}_d,\widehat{\mathrm{\&tau;}}){|}^2\}}---\left(6\right)$

为解决现有捕获方法受比特跳变影响、增益受限和效率不高等问题，本发明提出本地码拓展方法以提高捕获性能，设计两路不同的本地码序列，经少量补零后使用基-2FFT实现与接收序列的相关操作。

其中，针对相干积分过程中可能出现的多种比特跳变情况，本发明将本地复现码按两种方式进行拓展后作为新的本地复现码参与相关运算。第一种本地复现码是由两个周期的相同伪随机码构成，可表示为{1,1}；第二种本地复现码是由一个周期的伪随机码和一个周期的反向伪随机码构成，其中反向伪随机码由原伪随机码各位取反获得，可表示为{1,-1}。然后同时对两路随机码进行相关运算，并将运算结果通过判决器判决，获得的最大增益位置即为捕获结果。其中，若相干积分时间内不存在比特跳变，则第一种本地码获得最大增益；若存在两次比特跳变，则第二种本地码获得最大增益；存在一次比特跳变，则由跳变位置决定最大增益获得方式。两种本地码并行处理，在相干积分时间内的不同比特跳变情况下均可获得正确的捕获结果，同时也增加了最大增益幅值。

为了使用基-2快速傅里叶变换(radix-2Fast Fourier Transform,radix-2FFT)，通常需要对序列进行补零操作，将序列补零至2的整数次幂。与常规方法将本地序列至少补1个伪随机码周期的零不同，本发明采用部分补零法，即仅补少量的零使序列长度满足为2的整数次幂，而不进行1个伪随机码周期长度的补零拓展。使用部分补零法虽会导致部分序列混叠，但同时会进一步消除相干积分时间内发生一次比特跳变时可能导致的相关峰***，同时减少计算复杂度，进而提高***整体性能。

本发明提出的北斗导航***D1导航电文捕获模块如图1所示，具体步骤为：步骤1，地面接收包含干扰的D1导航电文的信号序列，对接收信号序列进行补零，经过少量补零的接收信号序列与根据载波多普勒频偏粗估计值获得的本地载波复序列相乘，实现载波的粗剥离；步骤2，对存储的待捕获卫星的本地伪随机码拓展和少量补零，构成的两个本地码序列，即本地复现码A和本地复现码B；步骤3，使用FFT和快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)运算实现步骤1和步骤2中序列的相关运算；步骤4，将步骤3中得到的两路相关运算结果送入判决器，根据判决规则获得载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值。

图2给出了相关运算结果，粗线表示由于NH编码调制导致的序列电平变化，方框中的1到2046表示D1导航电文一个周期的测距码序列，方框中的0表示为实现基-2FFT而进行的适量补零。c[k]表示经过补零操作后的输入信号序列，c_LOC1[k]和c_LOC2[k]为新设计的两路本地码序列，h₁[k]和h₂[k]分别表示本地复现码A和本地复现码B与输入信号序列相关运算的结果。其中图2(a)表示2毫秒输入信号没有比特跳变，图2(b)表示2毫秒信号存在1次比特跳变，图2(c)表示2毫秒信号存在2次比特跳变。

在不考虑噪声的情况下，两路相干积分结果可表示为：

其中i＝1表示本地复现码A序列，i＝2表示本地复现码B序列，L为FFT运算长度，取2的整数次幂，也是本地复现码序列的长度。当相干积分时间为2毫秒且码搜索间隔为0.5个码片时，有效数据长度为8184，FFT运算长度取8192，即补8个0。不考虑Δf_d的影响，相关包络的最大峰值由测距码相位延迟τ∈[0,N)和比特跳变发生位置N_τ决定，其中N_τ在0，N-τ和2N-τ中取值。最大相关峰幅值F_max表示为：

其中p[k]表示输入序列与对应本地码序列的乘积。对于不同的比特跳变位置，其最大相关峰幅值表达式一致，但得到最大值的本地码会随比特跳变位置和测距码相位延迟的变化而改变，这也是本方法检测τ的基本依据。

使用非相干积分形式表示相关运算结果。由于少量的补零破坏了序列的相关性，在最大相关峰幅值出现的位置(8)式中较短的序列累加和近似为零。因此，非相干积分结果表达式由两项变为一项，比特跳变是否出现并不影响最终被检测的非相干积分幅值平方。相关运算结果表达式为：

$S=\left\{\begin{array}{c}\frac{A^2}{4}{\left\{\underset{k=0}{\overset{2N-\mathrm{\&tau;}-1}{\&Sigma;}}p\&lsqb;k\&rsqb;e^{j2{\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_d{\mathrm{kT}}_s}\right\}}^2,\mathrm{\&tau;}\&Element;\&lsqb;0,\frac{N}{2})\\ \frac{A^2}{4}{\left\{\underset{k=N-\mathrm{\&tau;}}{\overset{L-1}{\&Sigma;}}p\&lsqb;k\&rsqb;e^{j2{\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_d{\mathrm{kT}}_s}\right\}}^2,\mathrm{\&tau;}\&Element;\&lsqb;\frac{N}{2},N)\end{array}\right.---\left(9\right)$

进一步对(9)进行推导，可得到最终的相关运算结果表达式为：

$S=\left\{\begin{array}{c}\frac{A^2}{4}{\left\{\frac{sin\&lsqb;{\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_d(2N-\mathrm{\&tau;})T_s\&rsqb;}{\sin \left({\mathrm{\&pi;f}}_d{T}_s\right)}\right\}}^2\mathrm{\&tau;}\&Element;\&lsqb;0,\frac{N}{2})\\ \frac{A^2}{4}{\left\{\frac{sin\&lsqb;{\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_d(N+\mathrm{\&tau;})T_s\&rsqb;}{\sin \left({\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_d{T}_s\right)}\right\}}^2\mathrm{\&tau;}\&Element;\&lsqb;\frac{N}{2},N)\end{array}\right.---\left(10\right)$

对最终的相关运算结果进行判决，确定最终的捕获结果，即获得输入信号的多普勒频偏估计值、测距码相位延迟估计值，表1列出了判决器的判决规则。

表1本地码拓展方法判决器判决规则

其中，m₁和m₂分别为本地复现码A和本地复现码B得到的最大相关峰幅值。当m₁≥m₂时，最大相关峰幅值即由本地复现码A形成，本地复现码A最大相关峰幅值的对应位置为(f_d1,τ₁)，当τ₁≤N时，(f_d1,τ₁)即为捕获结果，当τ₁＞N时，(f_d1,τ₁+N-L)即为捕获结果。当m₁<m₂时，最大相关峰幅值由本地复现码B形成，则本地复现码B最大相关峰幅值对应位置为(f_d2,τ₂)，当τ₂≤N时，(f_d2,τ₂)即为捕获结果，当τ₂＞N时，(f_d2,τ₂+N-L)即为捕获结果。

分别使用Matlab仿真和实际数据测试验证本方法的优越性。在Matlab仿真中，采样频率f_s为16.368MHz，前端带宽B_IF为8.184MHz，中频频率为4.092MHz，每一个码片采集2个点参与运算，即步长为0.5码片。

为体现本方法对信噪比的提高，使用不同比特跳变位置的信号进行蒙特卡洛仿真。选取五个周期具有代表性的数据进行分析，数据序列的NH码序列为00010，令2毫秒输入信号在前三个周期内的任意位置开始，即输入信号的比特跳变数分别为0次、1次和2次。实际北斗导航***D1导航电文2毫秒信号不发生比特跳变的概率为27.5％，跳变1次的概率为45％，跳变2次的概率为27.5％，故采用此组检测序列有很好的代表性。

图3为输入信号载噪比为38dB-Hz时按照式(6)定义获得的相干积分后信噪比包络图，纵坐标为以dB为单位的信噪比，横坐标为以毫秒为单位的信号开始时间，即2毫秒信号在00010序列前3毫秒内随机选取起点。其中方块曲线1表示使用传统捕获方法获得的信噪比曲线，星形曲线2表示使用零拓展方法获得的曲线，圆形曲线3表示使用本发明提出的方法获得的曲线。图3中的结果表明，传统捕获方法在没有比特跳变发生时表现良好，但当比特跳变发生，特别是跳变2次时，严重的相关峰***导致误检测或漏检测。零拓展方法不受比特跳变的影响，但在增益稳定的同时相干积分增益受到限制。而本发明提出的方法不存在相关峰***，有更好的信噪比表现。

本地码拓展方法虽然提高了捕获性能，但在一定程度上增加了计算复杂度。对于长度为L的基-2FFT运算，其中包含0.5Llog₂L次复数乘法和Llog₂L次复数加法。由于传统捕获方法受比特跳变影响严重，故不做进一步分析。K次非相干积分后零拓展法和本地码拓展法的运算次数分别为m₁和m₂：

m₁＝(7K-1)Lm₀+KL+(3m₀K+1.5)Llog₂L

                                   (11)

m₂＝(9K+2^K+1-4)Lm₀+KL+(4.5m₀K+3)Llog₂L

经计算发现零拓展法进行5次非相干积分所需运算次数略高于本发明方法进行3次非相干积分所需运算次数，分别为3.96×10⁸和3.73×10⁸，可用于算法性能比较。

虚警概率P_fa和检测概率P_d为衡量捕获算法效果的重要指标，使用传统方法时表达式分别为：

$P_{fa}(V_t,1)=\exp (-\frac{V_t}{2{\mathrm{\&sigma;}}_n^2})---\left(12\right)$

$P_d(V_t,1)=Q_1(\frac{\sqrt{T_0}}{{\mathrm{\&sigma;}}_n},\frac{\sqrt{V_t}}{{\mathrm{\&sigma;}}_n})---\left(13\right)$

其中V_t为判决门限，M阶归一化Marcum Q方程表达式为：

$Q_M(a,b)=\frac{1}{a^{M-1}}{\&Integral;}_b^{+\mathrm{\&infin;}}{x}^M\exp (-\frac{x^2+a^2}{2})I_{M-1}\left(ax\right)dx---\left(14\right)$

I_M-1(x)为第一类M-1阶贝塞尔函数。

对于本发明的判决器，本发明方法的虚警概率降低，可表示为：

$P_{fa}(V_t,1)=\exp \&lsqb;-\frac{(2+h)V_t}{2{\mathrm{h\&sigma;}}_n^2}\&rsqb;---\left(15\right)$

图4给出接收机性能特性(Receiver Operating Characteristic,ROC)曲线评估算法性能。横坐标为虚警概率，纵坐标为对应的检测概率，在输入信号载噪比为38dB-Hz，相干积分时间2毫秒的情况下进行仿真。其中曲线1为新方法进行3次非相干积分的结果，曲线2为新方法进行5次非相干积分的结果，曲线3为零拓展方法进行3次非相干积分的结果，曲线4为零拓展方法进行5次非相干积分的结果。重点比较曲线1和曲线4，二者计算量近似，而本发明提出的算法性能优于零拓展方法。

下面使用北斗导航***D1导航电文实测数据验证本发明中提出方法的优越性。实测信号由北斗数字中频信号采样器SIS600获得，采样器具体参数设置为：采样频率10MHz，模数转换器分辨率4比特，中频频率2.5MHz，采样模式为实采样。天线接收到的实际卫星信号经过采样器的完成射频前端的处理，变为数字信号输入到PC中进行数据处理与算法验证。不失一般性，使用蒙特卡洛法，具体测试方法如下：(1)从采样器获得10秒以上的信号数据，并存入PC；(2)使用Matlab将信号数据分组，每组时长为2毫秒；(3)取连续10毫秒数据，使用零拓展方法进行5次非相干积分，记录检测结果；(4)在(3)中10毫秒数据中取前6毫秒数剧，使用本发明提出的方法进行3次非相干积分，记录检测结果；(5)使用10秒的数据重复(3)和(4)1000次，记录每次检测获得的载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值；(6)利用2阶锁频环+3阶锁相环结构的信号跟踪结构，将捕获结果用于信号跟踪，获得准确的参数估计值，作为参考数据。

使用上述方法分析一段接收信号，不考虑信号载噪比波动的情况下得到1000次捕获所用的信号的多普勒频偏值为-1470Hz，测距码相位延迟值为1921码片，载噪比为38dB-Hz。图5给出捕获结果的直方图统计结果。图5(a)和(c)分别描述了使用零拓展法进行5次非相干积分得到的多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值的直方图；图5(b)和(d)描述了使用本地码拓展法进行5次非相干积分得到的多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值的直方图。直方图纵坐标代表数据统计次数，其中图5(a)和(b)的横坐标为估计频偏的值，单位为Hz，范围为±5000Hz；图5(c)和(d)的横坐标为估计码相位延迟的值，范围为0到2045码片。对比图5(a)和(b)可以看出，使用本发明提出的本地码拓展方法得到的频偏估计值分布比零拓展方法得到的更准确且更集中于准确值；对比5(c)和(d)也可得出，新方法对码相位延迟的估计准确度也优于零拓展方法。两方法计算量相当，实际数据测试结果进一步证明本发明提出的本地码拓展方法较零拓展方法更具优势。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种北斗导航***D1导航电文的捕获方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，地面接收包含干扰的D1导航电文的信号序列，对接收信号序列进行补零，将补零后的接收信号序列与根据载波多普勒频偏粗估计值获得的本地载波复序列相乘进行混频，实现载波多普勒频偏剥离；

步骤2，对本地复现码按照两种方式同时进行拓展，获得本地复现码A和本地复现码B，其中，本地复现码A由两个周期的相同伪随机码构成，本地复现码B由一个周期的伪随机码和一个周期的反向伪随机码构成，其中反向伪随机码由原伪随机码各位取反获得；分别对本地复现码A和本地复现码B进行补零；

步骤3，将步骤1中获得的混频结果分别与步骤2中的两个本地复现码进行相关运算；

步骤4，将步骤3中得到的两路相关运算结果送入判决器，根据判决规则获得载波多普勒频偏估计值和测距码相位延迟估计值其中，判决规则如下：

m₁和m₂分别为本地复现码A和本地复现码B得到的最大相关峰幅值；

当m₁≥m₂时，最大相关峰幅值即由本地复现码A形成，本地复现码A最大相关峰幅值的对应位置为(f_d1,τ₁)，当τ₁≤N时，(f_d1,τ₁)即为捕获结果，当τ₁＞N时，(f_d1,τ₁+N-L)即为捕获结果；其中，f_d为载波多普勒频偏，τ为测距码相位延迟，下标1表示本地复现码A的相关参数，下标2表示本地复现码B的相关参数，N为一个码周期内接收信号序列的采样点数，L为FFT运算长度；

当m₁<m₂时，最大相关峰幅值由本地复现码B形成，本地复现码B最大相关峰幅值的对应位置为(f_d2,τ₂)，当τ₂≤N时，(f_d2,τ₂)即为捕获结果，当τ₂＞N时，(f_d2,τ₂+N-L)即为捕获结果。

2.如权利要求1所述的北斗导航***D1导航电文的捕获方法，其特征在于，所述补零方法为：对接收信号序列或本地复现码序列进行少量补零，使得补零后的序列长度为2的整数次幂，且长度最短。