CN104977571B - 基于俯仰频率分集stap的距离模糊杂波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其主要实现思路是：对检测到的接收信号依次进行下变频、匹配滤波处理后，依次得到每个距离门的俯仰‑方位‑时间三维杂波快拍模型、每个距离门的俯仰频率表达式及相应的杂波补偿项；接着使用合适的杂波补偿项将不同距离环的距离模糊杂波分离出来；由于不同距离模糊杂波的俯仰频率相互分离，使得每个距离环的距离模糊杂波分别需要对应系数的滤波器进行滤波处理后，才能完成所有距离模糊杂波的抑制，进而解决距离模糊问题；最后，在将俯仰距离模糊杂波分离后，就可采用俯仰频谱的分布及数频的周期性，得到频率增量的选择标准，并且本发明不会增加***自由度及运算的复杂度。

Description

基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法

技术领域

本发明属于雷达信号的杂波抑制技术领域，特别涉及一种基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，即基于俯仰频率分集空时自适应处理(Space-Time AdaptiveProcessing，STAP)的距离模糊杂波抑制方法，主要适用于实际工程中距离模糊杂波的分离与抑制。

背景技术

近年来，机载/星载雷达***的地面动目标检测(Ground Moving TargetIndication，GMTI)在城市交通管制和目标跟踪探测等各方面引起了广泛关注；针对机载/星载雷达强杂波的应用背景，特别是存在背景噪声与干扰的应用背景下，国内外学者提出了空时自适应处理(STAP)算法及其相应的改进算法，这些算法的出发点基于两点：第一，在强烈的地杂波中能够检测到动目标；第二，估计得到目标的参数，如速度和精确位置。因此，空时自适应处理(STAP)算法及其相应的改进算法通过研究并联合多通道与多脉冲的信号处理方法，从而达到在空域和时域的联合域中将目标从杂波和干扰中识别出来。

在雷达的自动检测中，常常需要估计未知杂波背景的协方差矩阵，实际中一般利用与未知杂波中被测单元邻近的不包含目标的辅助数据，来对位置的杂波协方差矩阵进行估计，杂波协方差矩阵是实现自适应权值不可或缺的条件，并且杂波协方差矩阵通常由测试单元的二次训练数据产生，并将杂波中被测单元的几个相邻单元排除，防止目标的自相消。

传统的空时自适应处理(STAP)算法一般采用在俯仰维加固定权值的方式将面阵合成线阵后，在方位维和时域维上自适应处理以抑制杂波，即空时二维自适应信号处理(2D-STAP)；但是，当存在阵元误差时，各列子阵俯仰维合成的方向图各不相同，如果仅在俯仰向加固定权值，将会导致杂波谱发生扩散现象，并很难完全消除具有大量距离模糊的杂波。

在机载/星载雷达等高速运动平台上，为了避免多普勒频率传播而引起的严重多普勒模糊，实际中空时自适应处理(STAP)算法通常采用高脉冲重复频率(High PulseRepetition Frequence，HPRF)，高脉冲重复频率(HPRF)在距离上严重模糊，在速度上不模糊，对高速目标检测性能好，会使测试单元的二次数据更难获得；严重的是，除正侧视雷达外，阵列雷达会产生距离依赖问题，无法满足杂波的独立同分布(Independent andIdentically Distributed，IID)条件，除非提前进行相应预处理，否则将无法进行自适应处理。而且，高脉冲重复频率(HPRF)通常带来的距离模糊会使杂波的非均匀性越来越大；例如，第一个距离模糊环表示的是陆地，而第二个距离模糊环可能描述的是海平面，这样具有不同统计数值的杂波会在距离上叠加，该复杂情况会导致估计杂波协方差矩阵时产生错误，并造成空时自适应处理(STAP)算法的性能严重退化。因此，解决空时自适应处理(STAP)算法中的高脉冲重复频率(HPRF)引起的严重距离模糊问题就显得尤为重要。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种基于俯仰频率分集空时自适应处理(Space-Time Adaptive Processing，STAP)的距离模糊杂波抑制方法。

本发明的实现思路是：假定使用高脉冲重复频率(HPRF)缓解俯仰频率分集阵列(Frequency Diverse Array，FDA)雷达***中的距离模糊杂波处理时，该雷达***的俯仰通道也经过了波束形成处理；首先对检测到的接收信号依次进行下变频、匹配滤波处理后，依次得到每个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型、每个距离门的俯仰频率表达式及相应的杂波补偿项，接着使用合适的杂波补偿项将俯仰频率分集阵列(FrequencyDiverse Array，FDA)雷达的不同距离模糊杂波分离出来；由于不同距离模糊杂波的俯仰频率相互分离，使得每个距离模糊环杂波分别需要特定滤波器进行滤波处理后，才能完成每个距离模糊环杂波的抑制，进而解决距离模糊问题；最后，在将俯仰距离模糊杂波分离后，就可采用俯仰频谱的分布及数频的周期性，得到频率增量的选择标准，并且本发明不会增加***自由度及运算的复杂度。

为了实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

一种基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，建立机载前视阵雷达***，该机载前视阵雷达***是俯仰频率分集阵列雷达，该俯仰频率分集阵列雷达为M行N列结构，即有M个发射通道、N个接收通道。

步骤2，假设俯仰频率分集阵列雷达的每一行阵元发射正交信号，其正交信号的等价相位中心为对应行的中点；在俯仰频率分集阵列雷达的所有接收通道中，对检测到的接收信号依次进行下变频、匹配滤波处理后，得到俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号r_m,n,k，其中，m∈{1,2,…,M}，n∈{1,2,…,N}，M表示发射通道总个数，N表示接收通道总个数，且M，N均为正整数，脉冲数k∈{1,2,…,K}，K表示每个相参处理间隔(CPI)期间发射脉冲总个数。

步骤3，根据步骤2得到的回波信号得到第l个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l，并由此三维杂波快拍模型c_l得到，在俯仰频率分集阵列雷达存在距离模糊的情况下，第l个距离门的俯仰频率表达式及相应的杂波补偿项h_c(R_l)，根据该杂波补偿项h_c(R_l)对每个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l进行补偿后，依次得到第m个发射通道偿后的杂波数据表达式该补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率其中，K表示相参处理间隔(CPI)期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，M表示发射通道总个数，m∈{1,2,…,M}，N表示接收通道总个数，n∈{1,2,…,N}，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}。

步骤4，根据第m个发射通道对应的归一化俯仰频率设计系数为的预-STAP滤波器，并利用该预-STAP滤波器对归一化俯仰频率中的距离模糊杂波进行分离，然后对预-STAP滤波器的输出进行波束形成，得到波束形成表达式，并对该波束形成表达式进行距离模糊杂波的去除，完成距离环中的距离模糊杂波抑制；其中，预-STAP滤波器个数与距离模糊环数目相等，即预-STAP滤波器个数p∈{1,2,…,N_a}，N_a表示每个杂波块含有的距离环数目，N_a也表示预-STAP滤波器个数。

本发明的有益效果为：(1)通过研究俯仰频率分集阵列(FDA)雷达信号在俯仰频域中的特性，可将其对应距离环的距离模糊杂波分离出来；(2)对俯仰频率进行补偿后，就可以在距离模糊杂波不存在相互干涉的情况下使用杂波补偿，进而提高目标检测性能，并得到模糊参数估计；(3)由于本发明能够将距离模糊杂波分离，使得本发明也能抑制非均匀杂波；(4)本发明不仅适用于案例中的前视阵几何概型，也适用于任何阵列几何概型；(5)本发明提出的使用俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的空时自适应处理(STAP)方法不同于传统的空时自适应处理(STAP)，本发明侧重于研究俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的特性进而分离和抑制距离模糊杂波。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发做进一步详细说明。

图1为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达进行空时自适应处理(STAP)处理的步骤流程图；其中，p为滤波器个数；

图2(a)为本发明所选用机载雷达前视阵几何概型模型图，

图2(b)为本发明所选俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的阵列结构示意图；

其中，三维坐标系x-y-z中，俯仰频率分集阵列(FDA)雷达阵列为M行N列，即该雷达阵列有M个发射通道、N个接收通道，阵元间距均为d，平台高度为H，运动速度为V，每个相参处理间隔(CPI)期间共计发射K个脉冲，该脉冲重复频率定义为f_r＝1/T_r，每个发射脉冲具有L个距离门，每个距离门都是由N_a个统计独立的杂波块组成；同一行阵元使用同一载频，发射载频沿行变化，载频分别为f₁,f₂,…,f_M，1,2,...,M分别表示第几个发射通道，T_r表示脉冲重复周期，R₀表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达阵列中第一个阵元到第q个杂波块的距离，q∈{1,2,…,N_c}，θ表示平台方位角，表示平台俯仰角；

图3为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达中第n列接收信号的波束形成流程图；

图4为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率分布曲线图；

图5(a)为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率的初始值分布曲线图；

图5(b)为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率的归一化值分布曲线图；

图6为本发明补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率分布曲线图；

图7为利用本发明在距离分别为6200m、7000m、10000m时的杂波谱及距离模糊曲线示意图；

图8(a)为利用本发明在单个距离门的空时域杂波谱示意图；

图8(b)为利用本发明在所有距离门的空时域杂波谱示意图；

图9为传统相控阵雷达在俯仰-距离域的杂波谱示意图；

图10(a)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达经俯仰频率补偿后的俯仰-距离域杂波谱示意图；

图10(b)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达经归一化俯仰频率补偿后的俯仰-距离域杂波谱示意图，其中，横坐标为斜距，单位是km，纵坐标为第m个发射通道的归一化俯仰频率；

图11(a)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第1个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；

图11(b)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷的第2个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；

图11(c)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第3个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；

图11(d)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第4个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；

图12为包含有距离模糊杂波的第一个距离环利用本发明进行杂波补偿后的杂波谱示意图。

具体实施方式

参照图1，为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达进行空时自适应处理(STAP)处理的步骤流程图，该基于俯仰频率分集空时自适应处理(Space-Time Adaptive Processing，STAP)的距离模糊杂波抑制方法，包括以下步骤：

步骤1，建立机载前视阵雷达***，该机载前视阵雷达***是俯仰频率分集阵列雷达，该俯仰频率分集阵列雷达为M行N列结构，即有M个发射通道、N个接收通道。

具体地，参照图2，在三维坐标系x-y-z中，俯仰频率分集阵列(FDA)雷达阵列为M行N列，即该雷达阵列有M个发射通道、N个接收通道，阵元间距均为d，平台高度为H，运动速度为V，每个相参处理间隔(CPI)期间共计发射K个脉冲，该脉冲重复频率定义为f_r＝1/T_r，每个发射脉冲具有L个距离门，每个距离门都是由N_a个统计独立的杂波块组成；T_r表示脉冲重复周期，R₀表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达阵列中第一个阵元到第q个杂波块的距离，q∈{1,2,…,N_c}，θ表示平台方位角，表示平台俯仰角；同一行发射阵元使用同一载频，发射载频沿行变化，载频分别为f₁,f₂,…,f_m,…,f_M，m∈{1,2,…,M}，f_m表示第m个发射通道载频，其计算公式如下所示：

f_m＝f₀+(m-1)△f,m＝1,2,…,M (1)

其中，f₀表示参考载频，设定f₁＝f₀，△f表示俯仰频率分集阵列雷达的频率增量，且△f<<f₀。

步骤2，假设俯仰频率分集阵列雷达的每一行阵元发射正交信号，其正交信号的等价相位中心为对应行的中点；在俯仰频率分集阵列雷达的所有接收通道中，对检测到的接收信号依次进行下变频、匹配滤波处理后，得到俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号r_m,n,k；其中，m∈{1,2,…,M}，n∈{1,2,…,N}，M表示发射通道总个数，N表示接收通道总个数，且M，N均为正整数，脉冲数k∈{1,2,…,K}，K表示每个相参处理间隔(CPI)期间发射脉冲总个数；

具体地，如图3所示，对俯仰频率分集阵列(FDA)雷达中第n列接收信号进行波束形成处理，这样可以使发射增益达到传统相控阵雷达的水平，也可移动波束进行接收；换言之，可将其视为有N个等价相位中心分别位于N个接收通道的各列中点上。因此，此俯仰频率分集阵列(FDA)雷达结构可以被看作是有M个发射通道和N个接收通道。

接着，利用俯仰频率分集阵列(FDA)雷达来发射和接收信号；该俯仰频率分集阵列(FDA)雷达发射信号时，同一行阵元使用同一个载频，发射载频f₁,f₂,…,f_m,…,f_M按照f_m＝f₀+(m-1)△f分别计算得到，m∈{1,2,…,M}，f₀表示参考载频；设定f₁＝f₀，变量m表示第m行发射通道，△f表示频率分集阵列雷达的频率增量，并且△f<<f₀。

本发明假定俯仰频率分集阵列(FDA)雷达发射的是窄带信号，并且其任意两行阵元的发射信号相互正交，选取俯仰频率分集阵列(FDA)雷达中左上角的阵元为参考阵元；由于俯仰频率分集阵列(FDA)雷达接收信号中每个距离门的地杂波是由距离门内多个分散中心的杂波总和构成，所以由第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号r_m,n,k可以表示为：

其中，每个发射脉冲具有L个距离门，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，并且p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，K表示相参处理间隔(CPI)期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，ξ^{p,q}表示雷达散射系数，表示第m个发射通道的多普勒频率，且有V表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的运动速度，c表示光速，θ表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的方位角，表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰角，f_m表示第m个发射通道载频，m∈{1,2,…,M}，M表示发射通道总个数且为正整数；表示发射时延，表示接收时延，并且表达式分别表示如下：

其中，d表示阵元间距，R₀表示俯仰频率分集阵列(FDA)雷达中第一个阵元到第q个杂波块的距离。

考虑俯仰频率分集阵列(FDA)雷达发射信号仅是窄带信号，可忽略上标{p,q}，将式(3)代入式(2)后，得到：

需要说明的是，式(4)与式(3)中的散射系数，即为式(2)中的指数项，并且式(3)与式(4)包含共同的指数项j2π(m-1)。

其中，f_e表示归一化俯仰频率，f_a表示归一化方位频率，f_t表示归一化多普勒频率，且表达式分别为△f_e表示附加俯仰频率，△f_a附加方位频率，△f_t表示附加多普勒频率，其表达式分别为 和附加俯仰频率，附加方位频率和附加多普勒频率这三项中的每一项均是由步进频率△f引起的；依赖于频率分集阵列雷达中第一个阵元到第q个杂波块的距离R₀和频率分集阵列雷达的频率增量△f，因此f_R也叫距离频率。

由于频率增量远小于发射信号参考载频，即△f＜＜f₀，将式(4)对应的△f_a和△f_t项进行简化，可得到：

由于△f＜＜f₀，耦合项可以被忽略，因此式(4)简化形式可以表示为：

其中，每个发射脉冲具有L个距离门，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，并且p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，K表示相参处理间隔期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，ξ表示雷达散射系数，f_e表示归一化俯仰频率，f_a表示归一化方位频率，f_t表示归一化多普勒频率，△f_e表示附加俯仰频率，依赖于频率分集阵列雷达中第一个阵元到第q个杂波块的距离R₀和频率分集阵列雷达的频率增量△f，因此f_R也叫距离频率。

这样，经过简化得到俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号

步骤3，根据俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号得到第l个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l，并由此三维杂波快拍模型c_l得到，在俯仰频率分集阵列雷达存在距离模糊的情况下，第l个距离门的俯仰频率表达式及相应的杂波补偿项h_c(R_l)，根据该杂波补偿项h_c(R_l)对每个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l进行补偿后，依次得到第m个发射通道对应的补偿后的杂波数据表达式该补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率其中，K表示相参处理间隔期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，M表示发射通道总个数，m∈{1,2,…,M}，N表示接收通道总个数，n∈{1,2,…,N}，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}；

步骤3的具体实现过程为：

根据俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号得到第l个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l：

其中，下标l表示第l个距离门，每个距离门都由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}，p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，表示Kronecker积，ξ表示雷达散射系数，s_t表示相关时间导向矢量，s_a表示相关方位导向矢量，s_e表示相关俯仰导向矢量，这三个矢量的表达式分别如下：

s_t＝[1,exp{j2πf_t},…,exp{j2πf_t(K-1)}]^T (8.a)

s_a＝[1,exp{j2πf_a},…,exp{j2πf_a(N-1)}]^T (8.b)

s_e＝[1,exp{j2π(f_R+f_e)},…,exp{j2π(f_R+f_e)(M-1)}]^T⊙[1,exp{j2π△f_e},…,exp{j2π△f_e(M-1)²}]^T (8.c)

其中，脉冲数k∈{1,2,…,K}，K表示相参处理间隔(CPI)期间发射脉冲总个数，m∈{1,2,…,M}，M表示发射通道总个数，n∈{1,2,…,N}，N表示接收通道总个数,M，N均为正整数,f_e表示归一化俯仰频率，f_a表示归一化方位频率，f_t表示归一化多普勒频率，△f_e表示附加俯仰频率，f_R表示距离频率，⊙表示Hadamard积。

由于频率分集阵列(FDA)雷达接收信道存在载频差，使得式(7)中的快拍数据模型与传统2D-STAP产生的快拍数据模型存在轻微的差异，这种差异能够用来减轻距离模糊杂波的额外干扰信息。

与传统相控阵俯仰频谱相比，频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频谱在俯仰频域分布范围较宽，因此可以从不同的距离环中将其杂波分离出来，俯仰角范围为0°～90°；而对传统相控阵雷达而言，俯仰频率f_e-PA只依赖于俯仰角即

其中，λ₀＝c/f₀表示参考波长，c表示光速，f₀表示参考载频，H表示平台高度，由于所以0<f_e-PA<0.5；由于归一化俯仰频率通常取值为[-0.5,0.5]，所以可知传统相控阵雷达只占据数字频率的正半轴。

图4为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率分布曲线图，观察图4可知，俯仰频率随着距离门的增大单调递增，却是关于俯仰角的正弦函数，因此俯仰频率随距离增加的变化程度十分缓慢；而在远距离区，俯仰频率的取值很小且变化缓慢；一旦俯仰频率的差异变小，就导致无法在俯仰频率区将影响距离模糊的干扰杂波分离出来，由此本发明使用在频率分集阵列雷达背景下进行处理，就能将距离模糊杂波分离。

如式(8.c)所示，俯仰导向矢量s_e由两项组成：第一项可看作是一个窄带信号加上一个等价俯仰频率，即f_e与f_R之和的阵列，第二项采用了线性调频信号的形式，且调频率为△f_e(m-1)，所以第m个发射通道的俯仰频率f_e-FDA(m)可以写为：

f_e-FDA(m)＝f_R+f_e+△f_e(m-1) (10)

其中，f_e表示归一化频率，△f_e表示附加俯仰频率；又因为频率增量远小于参考频率，式(10)第三项中的附加俯仰频率△f_e表达式可所示如下：

由于附加俯仰频率△f_e通常取值极小，频率增量△f与参考载频f₀之比可以在10^-3～10^-6之间取值，式(10)中第三项可忽略不计，所以简化后的第m个发射通道的俯仰频率近似表达式可以为：

由式(12)可以看出，俯仰频率近似表达式与传统相控阵雷达的差异在于存在一个附加距离依赖项，即距离频率考虑到存在距离模糊情况，所以第m个发射通道、第l个距离门中第p个距离环的俯仰频率可表示为：

其中，令R₀＝R_l+(p-1)R_u,R_l表示第l个距离门的非模糊距离，R_u表示第l个距离门的模糊距离，且R_u＝c/2f_r，△f表示频率增量，λ₀表示参考波长，c表示光速，H表示平台高度，d表示阵元间距，f_r表示脉冲重复频率，N_a表示每个杂波块的距离环数目，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}，p＝{1,2,…,N_a}；距离频率f_R可以分解为两项：一项为距离依赖项，而另一项依赖距离环数目。

图5为式(13)描述的频率分集阵列(FDA)雷达俯仰频率分布示意图，图5(a)为频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率初始值分布曲线图，图5(b)为俯仰频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率归一化值分布曲线图，不难看出频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率会随距离频率f_R的线性增长而大幅度变化。

由于频率分集阵列(FDA)雷达回波信号中第l个距离门的非模糊距离R_l和频率增量△f可以确切得到，使得雷达回波信号中第m个发射通道、第l个距离门的杂波补偿项h_c(R_l)可以表示成如下形式：

利用该杂波补偿项h_c(R_l)对频率分集阵列(FDA)雷达脉冲中每个距离门的俯仰-方位-时间三维快拍模型c_l进行补偿后，得到补偿后的杂波数据表达式

其中，c_l表示每个距离门的俯仰-方位-时间三维快拍模型，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，s_t表示相关时间导向矢量，s_a表示相关方位导向矢量,s_e表示相关俯仰导向矢量，ξ表示雷达散射系数，表示Kronecker积，h_c(R_l)表示第m个发射通道、第l个距离门的杂波补偿项，diag{}表示提取矩阵对角元素，I_NK表示N×K维单位矩阵。

所以可得到补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率

从式(16)可以看出，最终获得的归一化俯仰频率为两项之和，第一项为距离环数的目的函数，第二项则为传统相控阵雷达的俯仰频率函数；其中，令R₀＝R_l+(p-1)R_u，R_l表示雷达回波信号中第l个距离门的非模糊距离，R_u表示雷达回波信号中第l个距离门的模糊距离，且R_u＝c/2f_r，△f表示频率增量，c表示光速，H表示平台高度，d表示阵元间距，f_r表示脉冲重复频率，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，R₀表示频率分集阵列(FDA)雷达中第一个阵元到第q个杂波块的距离，λ₀表示参考波长，f_R表示距离频率。

补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率分布曲线图如图6所示，由于存在距离模糊，补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率分布可以看成是与传统俯仰频率f_e-FDA(m)的一个变形；并且传统相控阵雷达俯仰频率受带宽限制，且处于归一化频率的正半轴，即有f_e-FDA(m)∈(0,0.5)，但频率分集阵列(FDA)雷达的俯仰频率却分布于整个归一化数字频率域上。从图6中不难看出，不同距离环的俯仰频率之间距离较大，这是由于远距离区的俯仰频率变化较小，比如图6中的第2个环到第4个环，其俯仰频率在整个距离环上都近似不变；由于俯仰频率可以变换到归一化频率的负半轴上，即-0.5<f<0，使得俯仰频率域的距离模糊杂波就可以被分离。

进一步的，为防止俯仰频率域的频率向出现模糊而无法分离距离模糊杂波的情况出现，可根据俯仰频谱的分布及数频的周期性，利用频率增量与脉冲重复频率(PRF)之比z为整数部分，υ为小数部分，通常选取整数部分z作为参数，得到频率增量的选择标准，并给出参数z选择准则。

在步骤3中，补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率可以看作是传统俯仰频率f_e-PA的一个变形，由于数字频率具有周期性，式(16)中的俯仰频率可能会发生模糊，并能被转化为归一值矢量，因此不同距离环杂波的俯仰频率可能会重叠，也就是式(16)中的结果将导致无法对距离模糊杂波进行分离。

假设频率增量△f与脉冲重复频率(PRF)之比由两个部分组成，即非负整数部与小数部，表达式可表示为：

其中，z为整数部分，υ为小数部分。

所以，第m个发射通道对应的归一化俯仰频率简化表达式可以转化为第m个发射通道对应的归一化俯仰频率近似式

其中，令且第一项z(p-1)恒为整数，p表示距离环数，d表示阵元间距,H表示平台高度，R₀表示频率分集阵列(FDA)雷达的第1个阵元到第q个杂波块的距离，λ₀表示参考波长。

在传统相控阵雷达中，雷达回波信号中距离门的第一个距离模糊环会占据俯仰频率域正半轴的绝大部分，而其余距离模糊环的俯仰频率全部接近于0，并且已知该雷达回波信号中距离门的第一个距离环的俯仰频率在俯仰频域中无法变换；因此，为了分离距离模糊环上的杂波，可以将频率分集阵列(FDA)雷达脉冲信号中距离门的第一个距离模糊环俯仰频率以外的其它俯仰频率满足下面的不等式

其中，[·]表示取整运算，表示归一化俯仰频率。

又因为数字频率具有周期性，即区间(0.5,1)等价于区间(-0.5,0)，α近似为0，因此表达式(20)又可以表示为：

0.5≤υ(p-1)-[υ(p-1)]<1,p＝2,3,…,N_a (20)

可得

0.5≤υ<1,p＝2

0.5≤2υ-[2υ]<1,p＝3

0.5≤3υ-[3υ]<1,p＝4 (21)

0.5≤(N_a-1)υ-[(N_a-1)υ]<1,p＝N_a

最终小数部分υ可写为：

结合式(17)到式(22)，可得

△f＝(z+υ)f_r (23)

由式(23)可知，给定脉冲重复频率(PRF)即可求得步进频率；一般情况下整数部分z可以选取任何非负整数，但为了保证地杂波载频的独立性，脉冲重复频率应远小于参考载频。因此，若无特别情况，z的取值应为0。

步骤4，根据第m个发射通道对应的归一化俯仰频率设计系数为的预-STAP滤波器，并利用该预-STAP滤波器对归一化俯仰频率中的距离模糊杂波进行分离，然后对预-STAP滤波器的输出进行波束形成，得到波束形成表达式，并对该波束形成表达式进行距离模糊杂波的去除，完成距离环中的距离模糊杂波抑制；其中，预-STAP滤波器个数与距离模糊环数目相等，即预-STAP滤波器个数p∈{1,2,…,N_a}，N_a表示每个杂波块含有的距离环数目，N_a也表示预-STAP滤波器个数。

具体实现过程为：为了能够在俯仰频率域分离出第m个发射通道对应的归一化俯仰频率中的距离模糊杂波，需要在俯仰向设计一组预-STAP滤波器，由于距离模糊环数与滤波器数目相同，则该预-STAP滤波器的俯仰向系数为因此根据这N_a个滤波器俯仰向系数，就可以把补偿后的杂波数据表达式变换为NK维空时快拍，得到第m个发射通道的预-STAP滤波器的输出表达式

其中，I_NK表示单位矩阵，N_a表示每个杂波块含有的距离模糊环数，N_a也表示预-STAP滤波器个数，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，s_t表示相关时间导向矢量，s_a表示相关方位导向矢量，s_e表示相关俯仰导向矢量，()^H表示共轭转置，表示Kronecker积，ξ^{p,q}表示雷达散射系数，h_c(R_l)表示第l个距离门的补偿项，diag{}表示提取矩阵对角元素。

然后对该组预-STAP滤波器的输出表达式进行波束形成，得到波束形成表达式此时第p个距离环中的距离模糊杂波就能被去除，p∈{1,2,…,N_a}，从而达到进行杂波补偿时不会受到距离模糊环影响的目的。本发明提出的预-STAP处理可以用来分离距离模糊杂波，进而再根据距离依赖杂波特性完成杂波补偿；这里需要注意的是，距离依赖杂波的非平稳性与俯仰频率无关，但在近距离区距离依赖问题会更为严重，这也与俯仰频率的特性相似。

本发明的效果可由以下仿真结果进一步说明：

(1)仿真条件

仿真实验参数由表1给出。

仿真实验参数表

(2)仿真内容

仿真实验1：这里选取传统相控阵雷达的前视几何概型，其杂波谱在空时区对称，而且距离依赖，图7表示为探测斜距分别为6200m、7000m、10000m时的杂波谱及模糊距离曲线；由于存在距离依赖，不满足独立同分布(IID)条件，使得频率分集阵列(FDA)雷达不具有距离模糊时，便可以对杂波进行补偿；对于存在距离模糊杂波的频率分集阵列(FDA)雷达，不同分布特征的杂波会叠加，使得传统的杂波补偿失效；由图7可以看出，第一个距离环的距离依赖问题十分严重，其余距离环的情况稍微好一些，而且第一个距离环的杂波补偿将会受到其余距离环杂波的影响。

图8(a)为利用本发明在单个距离门的空时域杂波谱示意图，图8(b)为利用本发明在所有距离门的空时域杂波谱示意图；

由图8(a)看出，单个距离环的杂波谱与其余距离环杂波谱分离明显，第2，3，4距离环的杂波近似重叠；图8(b)表示所有距离门的空时域杂波谱分布，距离模糊杂波几乎占了整个归一化多普勒频率-水平空间频率域右半部分的全部，目标检测性能急剧衰减；在平台快速运动的情况下，杂波的距离模糊和多普勒模糊会相互冲突，所以在高脉冲重频雷达体制下必须着重考虑杂波的距离模糊问题。

仿真实验2：图9为传统相控阵雷达在俯仰-距离域的杂波谱示意图，图10(a)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达经俯仰频率补偿后的俯仰-距离域杂波谱示意图；图10(b)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达经归一化俯仰频率补偿后的俯仰-距离域杂波谱示意图。

对于传统相控阵雷达，杂波的俯仰频域仅占数字频率主值区间的正半部分，且在第一模糊距离区域，俯仰角随斜距变化迅速，因此，第一模糊距离区域的俯仰频率变化很快，第二、三、四模糊距离区域的俯仰频率变化缓慢；此外，第二、三、四模糊距离区域的俯仰角均接近0°，俯仰频率也均接近于0；由于距离模糊区域(特别是第二、三、四模糊距离区域)的俯仰频率相互之间太过接近，因此，使得传统相控阵雷达很难在垂直方向通过波束形成来分离距离模糊杂波；选取的载机高度为6000m，所以当探测斜距小于6000m时，第一模糊距离区域没有杂波。

而在频率分集阵列(FDA)雷达中，俯仰杂波谱分布的差别很大，这是由频率多样性造成的，如，从俯仰频率近似表达式中可以看出，所有探测斜距的俯仰频率变化明显，俯仰频率与斜距相关；从图10(a)可以看出，第2，3，4个距离环的俯仰频率随探测斜距增大近似于线性增长；本发明中，距离模糊杂波可以按照设定的距离单元进行分离，但这也需要大量的俯仰滤波器，一旦参数改变，滤波器就需要重新设计，图10(b)表明，经过俯仰补偿后的第2，3，4个距离环的俯仰频率谱随探测斜距的变化较小，而图9与图10(b)的杂波分布的唯一区别，在于由距离模糊环数引起的频率变化，因此在俯仰区使用滤波器就能将杂波分离，譬如，4个带通滤波器就能将相关距离模糊杂波分离。

图11(a)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第1个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；图11(b)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷的第2个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；图11(c)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第3个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；图11(d)为本发明俯仰频率分集阵列(FDA)雷达第4个距离环分离的距离模糊杂波谱示意图；

由11(a)～图11(d)可以看出，每个距离环的杂波都被成功分离，第1个距离环的杂波具有严重距离依赖性，且不满足独立同分布(IID)条件；而第2，3，4个距离环则分别近似满足独立同分布(IID)条件，所以可以直接进行空时自适应处理(STAP)。

图12为包含有距离模糊杂波的第一个距离环利用本发明进行杂波补偿后的杂波谱示意图，在图12中，对包含有距离模糊杂波后的第1个距离环进行杂波补偿，杂波补偿后空时域杂波就可被分离出来。因此，可以对每一次分离出距离模糊杂波的距离环做目标检测，并估计其该目标的非模糊参数。

综上所述，仿真实验验证了本发明的正确性，有效性和可靠性。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围；这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (5)

1.一种基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，建立机载前视阵雷达***，该机载前视阵雷达***是俯仰频率分集阵列雷达，该俯仰频率分集阵列雷达为M行N列的阵列结构，即有M个发射通道、N个接收通道；

步骤2，假设俯仰频率分集阵列雷达的每一行阵元发射正交信号，其正交信号的等价相位中心为对应行的中点；在俯仰频率分集阵列雷达的所有接收通道中，对检测到的接收信号依次进行下变频、匹配滤波处理后，得到俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号r_m,n,k；其中，m∈{1,2,…,M}，n∈{1,2,…,N}，M表示发射通道总个数，N表示接收通道总个数，且M，N均为正整数，脉冲数k∈{1,2,…,K}，K表示每个相参处理间隔期间发射脉冲总个数；

步骤3，根据俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号得到第l个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l，并由此三维杂波快拍模型c_l得到，在俯仰频率分集阵列雷达存在距离模糊的情况下，第l个距离门的俯仰频率表达式及相应的杂波补偿项h_c(R_l)，根据该杂波补偿项h_c(R_l)对每个距离门的俯仰-方位-时间三维杂波快拍模型c_l进行补偿后，依次得到第m个发射通道对应的补偿后的杂波数据表达式该补偿后的杂波数据表达式相应的归一化俯仰频率其中，K表示相参处理间隔期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，M表示发射通道总个数，m∈{1,2,…,M}，N表示接收通道总个数，n∈{1,2,…,N}，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}；

步骤4，根据第m个发射通道对应的归一化俯仰频率设计系数为的预-STAP滤波器，并利用该预-STAP滤波器对归一化俯仰频率中的距离模糊杂波进行分离，然后对预-STAP滤波器的输出进行波束形成，得到波束形成表达式，并对该波束形成表达式进行距离模糊杂波的去除，完成距离环中的距离模糊杂波抑制；其中，预-STAP滤波器个数与距离模糊环数目相等，即预-STAP滤波器个数p∈{1,2,…,N_a}，N_a表示每个杂波块含有的距离环数目，N_a也表示预-STAP滤波器个数。

2.根据权利要求1所述的基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述步骤2中，俯仰频率分集阵列雷达第m个发射通道发射信号并由第n个接收通道接收信号的第k个脉冲的回波信号r_m,n,k采用其简化形式

${\hat{r}}_{m,n,k}\&ap;\underset{p=1}{\overset{N_a}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{q=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&xi;}\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}(f_R+f_e)(m-1)\right\}\exp \left\{j2{\mathrm{\&pi;\&Delta;f}}_e{(m-1)}^2\right\}\exp \left\{j2{\mathrm{\&pi;f}}_a(n-1)\right\}\exp \left\{j2{\mathrm{\&pi;f}}_t(k-1)\right\}$

其中，每个发射脉冲具有L个距离门，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，N_a表示每个杂波块包含的距离环数目，并且p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，K表示相参处理间隔期间发射脉冲总个数，k∈{1,2,…,K}，ξ表示雷达散射系数，f_e表示归一化俯仰频率，f_a表示归一化方位频率，f_t表示归一化多普勒频率，Δf_e表示附加俯仰频率，依赖于频率分集阵列雷达中第一个阵元到第q个杂波块的距离R₀和频率分集阵列雷达的频率增量Δf，c表示光速，f_R为距离频率。

3.根据权利要求1所述的基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述步骤3中，第m个发射通道对应的归一化俯仰频率简化表达式为

${\hat{f}}_{e-FDA}\left(m\right)\&ap;\frac{\mathrm{\&Delta;}f}{c}2(p-1)R_u+\frac{d}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\frac{H}{R_0}=\frac{\mathrm{\&Delta;}f}{f_r}(p-1)+\frac{d}{{\mathrm{\&lambda;}}_0}\frac{H}{R_0}$

其中，令R₀＝R_l+(p-1)R_u，R_l表示第l个距离门的非模糊距离，R_u表示第l个距离门的模糊距离，且R_u＝c/2f_r，Δf表示频率增量，λ₀表示参考波长，c表示光速，H表示平台高度，d表示阵元间距，f_r表示脉冲重复频率，N_a表示每个杂波块的距离环数目，每个发射脉冲具有L个距离门，l∈{1,2,…,L}，p＝{1,2,…,N_a}。

4.根据权利要求3所述的基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述频率增量Δf与脉冲重复频率f_r中的关系为：z为整数部，v为小数部，z的取值为0。

5.根据权利要求1所述的基于俯仰频率分集STAP的距离模糊杂波抑制方法，其特征在于，所述步骤4中，第m个发射通道的预-STAP滤波器的输出表达式

${\hat{c}}_l\left(m\right)={(I_{NK}\&CircleTimes;g_p)}^H(I_{NK}\&CircleTimes;diag\{h_c\left(R_l\right)\left\}\right)c_l=\underset{p=1}{\overset{N_a}{\&Sigma;}}\underset{q=1}{\overset{N_c}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&xi;}}^{\{p,q\}}\left(g_p^{H}diag\right\{h_c\left(R_l\right)\left\}{s}_e\right)(s_t\&CircleTimes;s_a)$

其中，I_NK表示单位矩阵，N_a表示每个杂波块含有的距离模糊环数，N_a也表示预-STAP滤波器个数，每个距离门都是由N_c个统计独立的杂波块组成，p∈{1,2,…,N_a}，q∈{1,2,…,N_c}，N_a，N_c均为正整数，s_t表示相关时间导向矢量，s_a表示相关方位导向矢量，s_e表示相关俯仰导向矢量，()^H表示共轭转置，表示Kronecker积，ξ^{p,q}表示雷达散射系数，h_c(R_l)表示第l个距离门的补偿项，diag{}表示提取矩阵对角元素。