CN1049317C - 零电压开关控制器及应用该控制器的电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

用于进行谐振模转换器的零压开关的控制器以及采用这种控制器的电子镇流器，包括功率控制器，关断检测电路和降压电路，并在开关元件的电压为零时进行开关操作，从而防止了额外的功耗，提高了效率并降低了噪声。

Description

零电压开关控制器及应用该控制器的电子镇流器
本发明涉及谐振模电源，特别是涉及了采用零电压开关***的控制器及应用这种控制器的电子镇流器。
一般有两种电源。一种是用于连续供电的串连电源，另一种是应用了一个开关元件的高效小体积的开关模式电源(SMPS)。近来对SMPS型电源的需求有很大增长并且其开关频率也渐趋增加，这是由于电子设备的制造不断趋于重量轻、薄、简单和小型化。新近产生的谐振模电源(RMPS)作为SMPS之一种，特别是谐振模转换器以其高效、体积小及良好的电磁干扰(EMI)特性而著称。在应用这类开关***的转换器中，为了减少元件的数目，增加电能效率并减少输出的脉动而增加了开关的频率。但遗憾的是这样作的结果是增加了开关电能的损失。即是说，在往常的设备的电源中开关元件是由功率半导体器件构成，并且一般是双极性晶体管或场效应晶体管(FET)。因而，高的开关频率会减少电能效率并在开关元件上引起较大的应力。
图1A的略图表示了以往的转换器，该转换器有供给输入端的输入功率Vd，与输入的正端串连的开关SW1，反偏压连接在开关SW1的输出边与负的输入端的二极管DA1，与负载并连的电容器C1，以及连接在电容一负载组合与二极管DA1负极之间的电感器L1。于是，电功率根据开关SW1的操作(开和闭)而提供给负载。其中，Vds是通过开关SW1所加的电压，id是流经开关SW1的电流。
图1B是在如图1A的装置操作时，分别表示加在开关SW1与流经它的电压Vds与电流id的波形图。图1B中，图1C的SW′表示开关SW1接通(高)和断开(低)时的定时，id′是流经图1A的开关SW1的电流id波形，Vds′是加在开关SW1上的电压Vds的波形，“a”是当开关SW1断开时的功率损失，“b”是开关SW1接通时的功率损失。
参见图1A，1B和1C，当开关SW1接通时，电流开始流过该开关，并且即使在开关SW1断开时，电流id也不是立即降为零，而是相当于区域“a”的大小的一个电流值继续流动。类似地，电压Vds加在开关SW1上并在开关SW1断开时保持在一稳定状态当开关SW1接通时电压Vds并为立即降为零，并且保持相当于区域“b”的大小的一个电压。于是当开关SW1断开时，相当于区域“a”大小的电功率被浪费掉了，在开关SW1接通时，相当于区域“b”的电功率作为开关SW1中的热能损耗掉了。就这种由开关SW1的通断操作所引起电功率损失而言，在开关频率增加以减小输出电压的脉冲或减小转换器中的电感和电容时则相对于整个周期的电功率损失比率就会增加。于是整个***的效率就会降低。即当开关频率增加时，往常的控制设备增加了开关的应力与电功率损耗。
图2的简图表示了常规的电子镇流器，该镇流器包括第一和第二开关元件Q11与Q12，在其上加有输入的交流电(AC)Vin经整流的直流(DC)电压Vdd，变压器C.T.具有与电感器L10与电容器C12串接的初级线圈n11及两个次级线圈n12与n12′，该两线圈的每一个的一个端子分别通过电阻RA、RB、RC与RD连接到第一与第二开关元件Q11与Q12的控制极，一个灯与电容器C12并连，电容器C11与C13连接在电容器C12的一端与第一及第二开关元件Q11与Q12及二极管D11与D12之间。于是当开关SW2接通时，第一开关元件Q11的控制极通过电阻Ri与Ci被触发。
在开关SW2导通的瞬间，于是第一开关元件Q11也导通，灯驱动电流流经电容器C11与C12，电感器L10以及初级线圈n11。当电容器C11完成充电时，在第二线圈n12′两端产生一反向电功率。于是在第二开关元件Q12导通时，驱动电流流过初级线圈n11，电感器L10与电容器C12与C13。其中，当电容器C13完成充电时在第二线圈n12两端产生一个反向电功率。于是第一开关元件Q11再次导通。当反复接通和关断第一和第二开关元件Q11与Q12的开关频率与上电感器L10与电容器C12的串连谐振电路的谐振频率一致时，在电容器C12两端就会产生一个高电压，它使该灯点亮。
常规的装置不仅没有增加灯的耐久性的功能，实际上它加速了灯的老化过程。而且往常的大部分的装置使用了会引起开关损耗增加和因过热而造成开关元件损坏的硬件。于是***的稳定性不能保证并产生噪声。
于是本发明的一个目的即是提供一种谐振模电源，它通过使用零电压开关(ZVS)***可实现足够的电源。
本发明的另一目的是提供一种电子镇流器，该镇流器可通过输入电压与负载的状态变化的传感使整个***处于稳定，防止开关元件被过电流和过热而损坏，并探测周围环境的照度用于控制光输出以便节约能源。
本发明的又一目的是提供一种应用ZVS***的电子镇流控制电路。
本发明的另一目的是提供一种应用ZVS***的谐振模转换器。
为实现本发明以上目的，提供了一种谐振模电源，该电源对(例如)市电AC电压整流的直流电压进行开关，以便向负载通过谐振器提供电能，该谐振模电源包括：
揩振模转换器，通过应用根据驱动信号的预定频率所进行的DC电压的零电压开关向负载提供电功率；以及
零电压开关(ZVS)控制器，用于通过接收DC电压与谐振模转换器的输出以及根据市电AC电压和负载的状态输出驱动信号而控制该谐振模转换器。
于是，通过减少由于开关而引起的功率损失，从而防止***和负载处于非正常情况，而得到一种有效的电源。
为了达到本发明的另一目的，提供了一种电子镇流器，用于通过例如市电的整流的DC电压的开关而向灯提供电能，该电子镇流器包括：
谐振模转换器，用于接收DC电压并根据驱动信号应用关于输入电压预定的频率而进行零电压开关，并根据控制信号向负载提供电功率；以及
零电压开关控制器，用于接收DC电压和谐振模转换器的输出以便根据市电及负载状态输出驱动信号和控制信号。
于是，通过减少由开关引起的功率损耗可有效地向负载提供电能，并可防止***处于不正常状态。
为了实现本发明的又一目的，提供了一种电子镇流器集成电路器件，该器件包括用于以下目的的谐振模转换器：根据控制信号通过所具有的第一和第二用于接收例如市电AC电压整流的直流电压的开关元件向负载提供电能，以及根据驱动信号应用预定的频率对输入电压进行零电压开关，该电子镇流器集成电路器件包括：
驱动信号发生器，用于产生锯齿波信号以便同参考电压比较，并输出驱动信号和零电压开关可行信号；
功率控制器，用于接收来自谐振模转换器的电流和流经DC电压及负载的电流，并用于向驱动信号发生器输出控制电流以便维持供给负载的电功率稳定不变，以及用于控制振荡频率；
零电压开关保证电路，用于接收来自谐振模转换器的电流以及零电压开关可行信号，并用于增加驱动信号静寂时间，以便谐振模转换器可进行零电压开关。
断电保护电路，用于接收来自谐振模转换器的电流和流经DC电压及负载的电流，并用于在非正常情况下停止驱动信号；并且
降压电路，用于接收DC电压，并且用于在探测到所使用的电压低于预定电压时停止功率控制器的控制电唷而输出预定的控制电流，并根据输入电压降低加到负载上的电功率以节省能源。
为了实现本发明的另一目的，提供了用于以下目的的谐振模电源：用于接收例如市电AC电压的整流的DC电压，以及用于根据驱动信号应用预定的频率对输入电压进行零电压开关从而向负载提供电功率，该谐振模电源包括：
反馈控制部分，用于从谐振模转换器引入反馈信号以便同参考电压进行比较，并用于放大这一差值以便转换成控制电流；
主控制部分，用于根据来自反馈控制部分的电流控制产生自三角波的频率，并用于将此频率同参考电压比较以便输出驱动信号；以及
无负载传感器，用于从谐振式转换器引入反馈信号以便同具有磁带特性的参考电压比较，并用于检测无负载状态以便在无负载的状态下可使得驱动信号停止。
于是，因开关而引起的功率损失可被减小，而得到一种有效的电源，并且***可无负载情况下得到防护。
本发明的以上的目的及其他优点通过参考附图对其实施例的详述将更为明显，这些图是：
图1A，1B与1C的原理简图表示往常的转换器的开关操作；
图2是表示往常的电子镇流器电路的原理图；
图3表示本发明的电子镇流器的框图；
图4表示图3的主功率器件的电路图示；
图5是表示图3中所示软起动电路和锯齿波信号发生电路的电路图；
图6A到6E表示图5的锯齿波信号发生器的操作波形；
图7是表示图3的控制信号驱动器的电路图；
图8A到8L表示图7的控制信号驱动器的操作波形；
图9A到9F表示本发明的一个设备的操作波形；
图10表示图3的控制功率部分的电路图；
图11表示图3的功率控制部分的电路图；
图12表示图3的零电压开关保证电路的电路图；
图13A到13D表示图12所示电路的操作波形；
图14为表示图3所示的输入电压限制电路与降压电路；
图15为表示图3中所示的负载状态检测电路；
图16表示图3中的过热保护电路；
图17表示图3中的过流保护电路；
图18表示本发明的谐振模转换器的另一实施例的框图；
图19A到19F表示图18所示装置的操作波形。
现参照附图对本发明详加说明。
图3是表示本发明的一个电子镇流器的框图。该电子镇流器包括：一个主功率器1，它包含AC输入端9，线滤波器10，整流器20，谐振模转换器30及负载40；以及一个零电压开关控制器2，它包含控制功率部分3，功率控制部分4，驱动信号发生器5，零电压开关保证部分6，防护电路部分7与降压电路8。于是交流电压的输入被整流并应用高频率信号进行开关从而可向负载40有效地提供电能。控制功率部分3由负压锁定(UVL0)电路50以及受控电源60组成，并向ZVS控制器2提供操作电压(Vcc)。驱动信号发生器包含：软起动电路100，锯齿波信号发生器110以及控制信号驱动器120，并产生用于驱动谐振模转换器30的开关元件的驱动信号。功率控制部分4包含：功率控制电路70，照明电路80与模拟开关90，并且该功率控制部分探测加之于的输入功率和加到负载的功率及环境照明的变化以便输出一控制电流用于控制锯齿波信号发生器110的振荡频率。ZVS保证电路6控制着静寂时间(即所有开关元件全部关断的时间周期)，以便谐振模转换器30的开关元件可进行零电压开关。降压电路8在输入电压故意降低时关断电功率控制器4的输出以便停止控制操作节约能源。于是，在输入电压降低时，加于负载的电功率也降低。
参见图3，ZVS控制器2一般如下操作。就用于ZVS控制器2的电压Vcc来说，整流器20的输出电压Vdd起初加于ZVS控制器2，从而使得其中的控制功率部分3能够向ZVS控制器2提供操作电压Vcc。本旦谐振模转换器30正常运行，则由谐振模转换器30到控制信号驱动器120的转换能量就被输入，使得Vcc可由控制功率部分3提供。即直到输入到ZVS控制器2的电压变得高于预定电压之前，控制功率部分3的UVL0电路50保持锁定状态，从而防止受控电源60输出Vcc。当输入电压高于一预定值时，锁定状态结束而使得受控电源可以输出Vcc。一旦Vcc被加于ZVS控制器2，该控制器即正常操作。于是谐振模转换器30就正常操作，并且受控电源60通过由谐振模转换器30转换的电压而输出Vcc。如发生不正常情况，则使得保护电路输出一断电信号。于是，谐振模转换器30不能正常操作，那么就不会有向ZVS控制器2的电流输出。于是控制功率3的输入电压降低，并且UVL0电路50被锁定。其结果是Vcc对于除去过流保护电路150与UVL0电路50以外的所有电路都关断。
由于驱动信号发生器5的软起动电路100使得锯齿波信号发生器110的锯齿振荡频率FSN变得高于正常状态的频率。于是，供给一负载(荧光灯)的电压开始是低的，这可提高负载的耐用性。即当开始时加功率时，以及在检测电路7探测到不正常情况并输出停电信号之后恢复正常状态时，软起动电路100输出一操作停止信号到负载状态检测电路160，功率控制4与ZVS开关保证电路6以便停止控制操作。然后，软起动电路控制100控制锯齿波信号发生器110以产生具有高于正常状态的频率的锯齿。于是，在负载(灯)放电之前有少量的电流流经灯丝以便预热。从而，输入电压限制电路130，过热保护电路140，过流保护电路150以及检测电路部分7的负载状态检测电路160的断路输出信号是提供给控制信号驱动器120以及软起动电路100。
锯齿波信号发生器110接收到软起动电路100，模拟开关90，零电压开关保证电路6与降压电路8的输出，从而产生锯齿波信号，然后将该信号与参考电压比较。结果是零电压开关(ZVS)可行信号和驱动脉冲K被输出。
控制信号驱动器120接收来自锯齿波信号发生器110的驱动脉冲并输出一驱动信号用于谐振模转换器30的开关元件的开关。这时，当来自输入电压限制电路130，过热保护电路140，过流保护电路150或负载状态探测电路160的至少之一的断电信号输入时，则控制信号驱动器120就不会产生驱动信号。于是控制信号驱动器120通过停止开关而保护了***，并在状态转入正常时又重新输出驱动信号。
功率控制部分4的功率控制电路70通过电阻器WR2接收来自谐振模转换器30的谐振模转换器30的电压，并从负载探测电路160输入有关负载状态的信息，并接收整流器20的输出以便探测出输入电压和负载以及控制电流的输出的变化。照明电路80探测出环境照明并控制施加到负载40上的电压从而输出一控制电流以便可维持一种最佳照明。模拟开关90向锯齿波信号发生器110输出一来自正常状态下照明电路80与功率控制电路70的控制电流输入以便控制锯齿振荡频率。
当输入电压降落到低于预定电压时，降压电路8关断模拟开关90。于是控制电流停止流动，且降压电路8直接控制锯齿波信号发生器110使得锯齿波信号产生器110可在预定的频率上振荡。当输入电压降低时，加于负载的电功率也被降低以节省电能。
输入电压限制电路130可检测出输入电压高于额定电压的两倍或低于客定电压的一半，并输出一停机信号。过热防护电路140可输出停机信号以便防止谐振模转换器30的开关元件过热。过流防护电路150可输出停机信号以便防止谐振模转换器30的开关元件过电流。负载状态检测电路160可检测出无负载状态以便输出停机信号，并使无负载侧的开关停机或当加有两个负载时可检测出负载状态。这样，谐振模转换器30的开关SW1与SW2受到控制。
图4是图3中所示的主功率器件一部分的电路图。通过线滤波器10输入的市电AC由整流器20整流，而输出DC电压Vdd。图4中所示装置的谐振模转换器30包括：控制变压器31，用于连接ZVS控制器2与谐振模转换器30；一个第一开关部分32，其控制极连接到控制变压器1的次级线圈n21，又其漏极连接到整流器20的正输出端(Vdd)；一个第二部分33，其栅极连接到控制变压器31的次级线圈n22，又其漏极连接到整流器20的负输出端；以及连接到控制变压器31的导向线圈n23的谐振电路部分34。谐振模转换器30把稳定的电功率传送给负载(灯1与2)。
参见图4，谐振模转换器的控制变压器31包含连接到ZVS控制器2的输出端的控制线圈n11，连接到第一开关部分32的第一开关线圈n21，连接到第二开关部分33的第二开关线圈n22圈以及连接到谐振电路部分34的导向线圈n23。第一开关线圈n23和第二开关线圈n22的绕制使得它们具有相反的极性。第一开关部分32包含：FET(场效应晶体管)Q1，其栅极连接到变压器31的第一开关线圈n21；二极管D11和电容器CF1并连在FETQ1的源极/漏极两端。第二开关部分33包括FETQ2，其栅极连接到变压器31的第二开关线圈n22；以及二极管和电容器CF2并连在FETQ2的源极/漏极之间。谐振电路部分34由两个负载谐振的部分构成。第一负载谐振部分包含：谐振线圈，它连接到导向绕组n23的一边，该绕组的另一边串连在第一与第二开关部分32与33的共公结点上；一个谐振电容器Cr1；电容器Cr3与二极管DF3分别相互并连在谐振电容器Cr1与Vdd的正向端子之间；电容器Cr5与二极管DF5分别彼此并连在沿振电容器Cr1与Vdd的负端之间。第二负载部分包含连接到导向绕组n23阵边的谐振线圈Lr2，谐振电容器Cr2，电容器Cr4与二极管DF6彼此分别并连在谐振电容器Cr2与Vdd正端，电容器Cr6与二极管DF6分别彼此并连在谐振电容器Cr2与Vdd的负端。于是，谐振电路部分34把电功率传递到两个负载(灯1与灯2)上。二极管DF3到DF6在整个***非正常操作并且电容器Cr3到Cr6的电压高于DC电压Vdd时对电容器Cr3到Cr6的电压位。此外，流经灯1与2的电流是由探测变压器35感应出的，该变压器用于探测流经谐振线圈Lr1和Lr2的电流，该电流输入到ZVS控制器2的负载状态探测电路160。负载状态探测电路160根据负载的状态通过转换开关SW1与SW2的通断而向灯1和2提供电力或断电。
图5是表示图3中所示软起动电路100与锯齿波信号产生电路110的图示。当ZVS控制器2的输入电压超过阈值电压，并且从而UVL0电路50的锁定状态消除时，软起动电路100起动操作以便使得锯齿波信号产生电路110的振动频率高于正常频率。锯齿波信号产生电路100根据控制电流生成锯齿波，将该锯齿波与参考电压比较并输出驱动脉冲K和ZVS可行信号。
参见图5，软起动电路100的输出端与锯齿波产生电路110之间的二极管D13在软起动电路100的电容CW1两端的电压变得与锯齿波信号产生电路110的电阻联合(R14+VAR1+R15)两端的电压相同之前是导通的。在电容器CW1的电压开始增加的瞬间，二极管D13停止导通。换言之，从这一时刻开始软起动电路100与锯齿波信号产生电路110被关断。于是，当无充电电压的起始源功率加于电容器CW1(起始驳动)以及当***在操作过程中被非正常状态所关断并向正常状态恢复时，软起动如下进行。关断信号的输入可经过端子103来自：过流保护电路150，负载状态探测电路160，过热保护电路140与输入电压限制电路130。然后晶体管TR2导通从而使高容量电容器CW1放电。于是软起动再次进行。此外，从过热保护电路140向端子104输入控制信号以使得流经静态电流源TR1与TR3的电流受到限制而保持低的温度。于是向电容器CW1充电的时间周期被延长。软起动时间在低温下延长，这使得起初加热时间充分的长。于是，由起始电流冲击所引起的灯寿命的缩短可被防止。比较器U2A通过对软起动操作的探测输出一复位信号功率用于在较为不重要的非正常状态发生时进行复位，并继续向负载状态探测电路160通端子101供电。比较器U2B在软起动电路100操作过程中向功率控制器4和零电压保持电路通过端子102输出不可行信号。即在软起动步骤中，所提供的电功率必须故意对于负载的起始加热是低的。这样控制电路的操作使得提供给负载的电功率不能增加。
用于操作软起动电路100的时间周期可由电阻R7和电容器CW1表示如下。 Tst = CW 1 × Vth I c 1 · · · · · · ( 1 )
其中Vth比较器U3的参考电压，Ic1是流向电容CW1的电流，Tst是软起动时间，例如，为几毫秒。
对于其负载与荧光灯相同的放电灯的情况，软起动电路100产生锯齿波，其频率要高于正常状态下功率开关元件的开关频率，从而防止放电冲击电流和电压放电。这样，灯丝被予热而延长了灯的寿命。
在锯齿波信号产生电路110中，当静态电流通过由晶体管TR7与TR8构成的镜式静态电流源流向电容器BC10时，电容器BC10的充电电压以规则的斜率增加。当电容器BC10的电压达到比较U3的参考电压(Vref1)时，比较器U3的输出变“高”。于是晶体管TR12导通，并且电容器BC10立即被放电。当电容器BC10的负载完全被放电时，来自静态电流源的电流使电容器BC10再充电。当电容器BC10的电压重又达到比较器U3的参考电压(Vref1)时，使电容器BC10放电的电压过程重复进行，从而可连续产生锯齿波。在锯齿波信号产生电路110中，锯齿波振荡频率可表示如下。 Fsw = IC 2 Vth × BC 10 · · · · · · ( 2 )
其中，Uc2是流向电容器的电流，Vth是比较器U3的参考电压Vref1，FBC10是电容器BC10的电容量，Fsw是锯齿波振荡频率。
同时，谐振式转换器30的输入电压和用于补偿负载电流的变化的控制电压由电功率控制4的模拟开关90经端子112输入。然后，流经电容器BC10的电流的变化使之对锯齿波振荡频率进行控制。换言之，供给谐振式转换器负载的电功率在谐振转换器30中的第一与第二开关部分的开关频率高时是低的，而当该开关频率低时则该电功率是高的。于是，开关频率的控制是使得能向负载提供稳定的电功率而不论负载和输入电压如何变化，从而使得灯的照明是规则的。但是，开关频率是对锯齿波信号产生电路110的振荡频率(Fsw)成正比变化的，并且锯齿波振荡频率Fsw如表达式(2)所示可通过流经BC10的电流Ic2而改变。从而，提供给负载的电功率可通过控制流过BC10的电流Ic2来控制。同时，当输入电压低并且控制信号从降压电路8经端子111输入而引起晶体管TR11导通时，流经晶体管TR10的电流增加。于是当降压电压8关断电功率控制电路4的控制电流时所引起的冲击可被减轻，并且可保持一个恒定的电流。此外，零电压开关保证电路6的输出是通过端子11输入的以便提供给谐振式转换器30的电容器CF1与CF2(图4)以足够的放电时间周期。这样，比较器U3的输入电压受到控制使得开关电压为0。其结果是锯齿波的振幅增加，这延长了静寂时间。
这样产生的锯齿波信号被输入到比较器U4B的反向输入端并与输入到比较器U4B的非反向输入端的参考电压Vref2进行比较。于是用于驱动谐振型转换器的电功率开关元件Q1与Q2的驱动信号和用于确定静寂时间的驱动脉冲(K)经端子115输出到控制信号生成器120。静寂时间必须按照如图4所示的元件Lr1，Lr2，Cr2，Cr3，Cr4，Cr5和Cr6值变化，这决定了谐振式转换器的自然谐振频率。从而，锯齿波比较器U4B的参参考电压Vref2也变化。同时，锯齿波信号被输入到比较器U4A的非反向输入端并与输入到比较器U4A的反向输入端的参考电压Vref3比较。于是零电压开关(ZVS)可行信号经过端子114被输入到零电压开关保证电路。在图5，标号R1到R27是电压分配电阻。
图6A到图6E表示图5中所示锯齿波信号产生电路的操作波形。图6A表示当电容器BC10由流经电容器BC10的恒定电流源所充电并在比较器U3的输出高时突然放电时所产生的锯齿波信号的波形。图6B表示比较器U3的输出波形，即当电容器BC10的充电电压超过参考电压(Vref1)时所产生的脉冲信号波形。图6C表示图6A的锯齿波信号和参考电压Vref2与Vref3。图6D表示驱动脉冲(K)，该脉冲在锯齿波信号高于图6C中的参考电压Vref2时是低电位而在锯齿波信号低于参考电压Vref2时则是高电位。图6E表示ZVS可行信号，该信号在锯齿波信号高于参考电压Vref3时为高电位，而在锯齿波信号低于参考电压Vref3时为低电位，注意与图6C的锯齿波及参考电压Vref3比较。
图7是表示图3的控制信号驱动器120的电路简图。驱动逻辑126与驱动电路128输入驱动脉冲信号(K)以便输出驱动信号用于谐振式转换器的开关元件Q1与Q2。
即，驱动脉冲(K)是从锯齿波信号产生电路110经端子121和反相器U8C输入到D触发器U5B。并且经端子121直接输入到D触发器U5A。D触发器U5A与U5B的输出a，b，c，d被输入到NAND(与非)门U6A与U6B而使得分别作为驱动逻辑信号M与N而输出。然后，两个另外的驱动逻辑信号被输出这是在驱动逻辑信号M和N经与非门U6C与U6D与从谐振转换器30来的经端子124输入的一个信号共同被输入时被输出的。当来自输入电压限制电路130，过热保护电路140，过流保护电路150，或负载状态探测电路160至少之一的关断信号经端子122输入时，D触发器U5A与U5B被复位，从而驱动信号的输出被解除。
驱动逻辑信号A，B，M与N经阻容并连电路(R30，BC6；R21，BC7；R32，BC8；R33，BC9)，输入到四个晶体管TR13，TR15，TR16与TR14的基极，这些晶体管分别被导通/关断。于是驱动信号DS1-DS2经减法器127中的端子123被输入谐振型转换器30的控制变压器31的初级绕组n11上，从而使开关元件Q与Q2转换。图7中，二极管D1到D4用于防止反向电流。
图8A到图8L表示图7中所示装置每一部分的操作波形。图8A表示输入到控制信号驱动器130的驱动脉冲(K)。图8B和8C表示输入到与非门U6A的波形a与b。图8D与图8E表示输入到与非门U6B的波形c与d。图8F与图8G表示与非门U6A与U6B的输出波形M与N。图8H，8I，8J及8K表示输入到晶体管TR13，TR15，TR16的驱动逻辑信号A，B，M与N。图8L表示驱动信号DS1-DS2，即控制信号产生器120的输出。
图9A到图9F表示图3与F4中所示装置的操作波形。图9A表示第二开关元件Q2的漏与源之间的电压，其中当第二开关元件Q2导通时该电压接近零，而第二开关元件Q2关断时该电压接近Vdd。特别地，如图9A中所示，由电容器CF1与CF2所生成的斜波在信号波形上升和下降时是平缓的。因而在往常的硬开关中所出现的突变已经不出现了，并且谐波频率分量减少了。于是高频噪声显著减少。图9B表示驱动信号DS1-DS2，该信号就其电压值(由虚线表示)而言是正负方波，本发明中具有频率56KHz。图9C表示谐振转换电路的谐震电路(ir)。图9D表示由谐振型转换器30到控制信号驱动器120所传递的电流。图9E表示负载两端所发生的电压信号。图9F表示第二开关元件Q2的漏极电流。
本发明的操作将参见图3到图9E加以说明。如果t＝t-1，则图7的晶体管TR13与TR16导通。如果晶体管TR14与TR15是导通的，则图9B的驱动信号的正向方形信号经端子123流经控制变压器31的初级绕组，并通过阻容并连电路(R30，BC6；R31，BC7；R32，BC8；R33，BC9)流到端子123′。于是在第一开关绕组n21上感应出正电压而命名得第一开关元件Q1导通，同时该电压向施加于第二开关元件Q2使之关断。即使在第一开关元件Q1导通时，谐振电流(ir)也在反方向流动。于是，反向流动的电流是流经二极管DF1。如果t＝t0，在谐振电流改变其方向即由负向变为正向时，图9C的谐振电流(ir)通过第一开关元件Q1流动而积累能量。由于晶体管TR13与TR16是导通的，并且谐振电流(ir)正向流动，通过控制变压器31从控制信号驱动率器120的二极管D1与D2转移的谐振电流使得控制功率3的电容器CW3经电阻WR3充电。控制功率3从Vdd在早些时候获得功率电流从而可输出Vcc。但是从电容器CW3如上充电的时间起。电容器CW3由图9D所示的由谐振型转换器30导入的电流充电，从而这被用作Vcc功率源。于于主供电装置1的“赋能模式”(Powering mode)，而对于ZVS控制装置2则称为“功率再生模式”。如果t＝t1，则晶体管TR13由驱动信号关断，又如果TR14导通则第一开关元件Q1导通。当第一开关元件Q1关断时，谐振电流(ir)使得同第一与第二开关元件Q1与Q2并连的电容器CF1与CF2充电/放电。详细来说，电容器CF1被充电而电容器CF2被放电。这时，流向Vdd的电流值与从Vdd流出来的值一样大，并且通过二极管D21与晶体管TR14进行电流的自由轮转而转移到ZVS控制器2。于是，图9D中所示的感应输入电流突然降为零。而且，当第一开关元件Q1关断，电容器CF2放电时，图9A所示第一开关元件Q1的漏极电压缓慢下降。这称为“自由谐振”模式，自然谐振频率由于CF1与CF2连接于谐振电路34而销有增加。当电容CF2的电压降为零即图9A的电压为接地电势时，二极管DF2导通。然后，用于将谐振电路34中所产生的一部分能量通过二极管DF2而返回Vdd的功率再生模式段作为自由轮转而进行。在该阶段中驱动信号必须改变以便对第二开关元件Q2进行零电压开关。换言之，如果t＝t3，且控制信号驱动器120的晶体管TR14与TR15导通，则由流经过晶体管TR15，端子123′以及控制变压器31流向控制变压器31(图4)初级绕组n11的正极，并经过端子123流向晶体管TR14，从而使得第二开关元件Q2导通。这时由于第二开关元件Q2上的电压处于接地电势，于是进行零电压开关。既使第二开关元件Q2是导通的，由于谐振电流ir的方向还没有从正向转变为负向，故保存在谐振电路34中的能量被再生到Vdd方向。这时再生的通道是二极管DF2，且自由轮转是对谐振电流ir进行的。于是残留的只是极少的谐振电流，这意味着二极管DF2不会导通。这时，生成电流通过二极管DF2反向流动的阶段。
如果t＝t4，并且当谐振电流ir从正向负流动，则二极管DF2的导通时间以及使得第二开关元件Q2反向流动的时间是由驱动信号与谐振电流在t3＜+＜t4阶段的相位差所决定的。而且如果t＝t4，并且当谐振电流ir是从正向负流动的，则电流开始经第二开关元件Q2流动。谐振电路34的能量积累的状态称为“赋能模式”。ZVS控制器2的控制信号驱动器120的极性由控制变压器31改变。于是感应输入电流经由二极管D2与D20使得控制功率源3的电容器CW3(图10)充电。如果t＝t5，则控制信号驱动器的晶体管导通。当晶体管TR15关断时，则第二开关元件Q2关断，从而使得主功率装置1的电容器CF1与CF2充电/放电。如果t＝t6，当电容器CF充电Vdd时，则反向并连的二极管DF1对电容器CF1导通。于是谐振电路34的能量由Vdd功率再生。控制信号驱动器120的晶体管TR13必须被导通以便对第一开关元件Q1进行零电压开关。然而，即使晶体管TR13与TR16是导通的，谐振电流ir是负向流动的，直到t等于t8以前谐振电流是反向流过第一开关元件Q1的。于是谐振电流能量由功率源再生。这时控制功率源3的电容器CW3放电。如上所述，谐振模转换器30和ZVS控制器2由重复从t＝0到t＝t8的操作而运行。这一操作过程可表示如下。
                                    表<1>
   阶段(t) 驱动信号发生器 开关元件     操作
 TR13  TR14  TR15  TR16   Q1   Q2
  t＝t-1   通   断   通   断 TR13通+TR14断Q13通
  t-1＜t＜t0   通   断   断   通   通   断 通过Q2电流反向流动
  t＝t0   通   断 通过Q1电流开始前向流动
  t0＜t＜t1   通   断   断   通   通   断 向谐振电路提供能量：赋能模式
  t＝t1   断   通   断   断 TR13断，TR14通Q1断
  t1＜t＜t2   断   通   断   通   断   断 谐振波模转换器中CF1充电CF2放电
t＝t2 断 断 CF2放电后电压为零
  t2＜t＜t3   断   通   断   通   断   断   Q2：零电压
  t＝t3   通   断   断   通   TR15通，TR16断，Q2通
  t3＜t＜t4   断   通   通   断   断   通   电流反向流经Q2
  t＝t4   断   通   电流开始前向流过Q2
  t4＜t＜t5   断   通   通   断   断   通   向谐振电路积索能量赋能模式
  t＝t5   断   通   断   断   TR15断，TR16通，Q2断
  t5＜t＜t6   断   通   断   通   断   断   在谐振波模转换器中CF1放电CF2充电
  t＝t6   断   断   由于CF1放电及CF2充电的完成Q1两端电压为零
  t6＜t＜t7   断   通   断   通   断   断   Q1的零电压阶段
  t＝t7   通   断   通   断   TR13通，TR14断， Q1通(t7＝t-1)
  t7＜t＜t8   通   断   断   通   通   断   电流反向流过Q1
t＝t8 通 断 电流开始向前流过Q1(t8＝t0)
如表<1>所示，开关元件Q1与Q2的电压是根据零电压下的驱动信号进行开关的。因而，由于几乎没有由于开关元件Q1与Q2所引起的热损失，因而不需要附加散热板。换言之，如图9A与9F所示，不存在漏极电压重迭漏极电流的阶段。因而开关元件自身是不耗能的，这就大大提高了能效。而且，如图9A所示，开关元件上的电压是通过电容器的充放电逐渐增加和减少的。于是二次谐波的噪声是很低的，这对于EMI的特性是很有利的。
图10是图3中所示的控制功率源的电路图。该控制功率源包括UVL0电路50和控制功率供电源，从而由整流器20输入的DC电压可被转换成操作电压Vcc然后提供给ZVS控制器2。当DC卢压从AC输入电压通过由二极管构成(未示出)的整流器20加到DC链路上时，电容器CW3由DC电压经过输入电压51与电阻WR1充电。这时，电容CW3通过流动的电流按规则坡度增加电压。当电容CW3的电压达到比较器U7A参考电压(Vref4)时，锁定状态被释放。于是电压加到ZVS控制器2的功率源Vcc上。同时，在谐振电流通过谐振模转换器30的操作开始其向ZVS控制器2的再生时，所产生的电流通过控制信号驱动器120的电阻WR3输入到端子52，并然后电容器CW3充电。于是，这能量被用作ZVS控制器2的功率源。如果控制信号驱动器2被防护电路7关断，这防止了驱动信号的输出，感应电流不能来自谐振模转换器30。于是电容CW3的电压降低为UVL0电路50的磁滞宽度。如果电容CW3的电压低于参考电压Vref4，则通过比较器U7A而发出警告。于是，由于功率不能提供，关断信号通过端子53提供给负载状态探测电路160。从而除了UVL0电路50与过热防护电路140以外的所有电路停止操作。于是UVL0电路50上流经电阻WR1的电流对电容CW3再充电。然后当电容器CW2的电压达到比较器U7A的参考电压Vref4时警告状态释放，并且ZWS控制器2供以功率源。其中标号R41到R48为分压电阻，U6A为反相器，TR17到TR18为晶体管，D16为齐纳二极管U1为UVL0电路。
图11是图3中所示功率源控制器4的电路图。功率源控制器4包括：功率控制电路70，照明电路80以及模拟开关90，从而使得整个***相对对于交流输入电压及负载的变化可作稳定的运行。当交流电流输入变化时，经端子72输入的DC链路电压Vdd受到前馈功能的控制而被输出到模拟开关90。当负载变化时，有关负载的信息从负载状态传感器电路160经端子73及二要管TR29输入，并且流经检测着流经谐振模转换器30电流的电阻WR2的电流经端子71输入，从而整个***是被稳定化的。即，谐振模转换器30的DC链路电压Vdd输入到端子72，并且流经连接在谐振模转换器30与控制器2之间的电流传感电阻WR2的电流的平均值输入到端子71。然后，输入DC链路电压Vdd与该平均值经比较器U17A与U17B及倍增器U16倍增。然后，谐振模转换器30的开关频率应用该倍增值进行控制，使得可根据经端子73由负载状态传感器电路160输入的负载状态令负载与参考功率一致。其中功率控制电路70经端子74向模拟开关90输出控制信号。由于由功率控制电路70的误差放大器的放大程度向锯齿波产生电路110所传递的电流量是变化的，开关频率要视锯齿波振荡频率Fsw的变化而加以控制。当整个***操作时，功率控制电路70运行在高于正常操作频率的频率上，这是由于软起动电路100的操作。同因而***的输出电压是很低的。于是不可行信号从软起动电路100输入到端子81，使得功率控制在软起动时不能进行。这时晶体管TR26的操作使得暂时停止功率控制。换言之，在软起动电路100操作过程中功率控制电路70不可操作。在软起动电路100操作的终结点，输入可行信号而使得重新运行的功率控制。其中标号Rx，Dx，VARx，TRx和BCx分别表示电阻，二极管，可变电阻，晶体管和电容，这里的“x”表示对应的下标。
照明电路80通过应用照明探测器探测环境的照明，该探测器的安装使其暴露在外部，从而可有规律地控制光的输出，例如使其放电。换方之，当环境照明高时该电路降低光的输出，而当环境照明低时增加光的输出。于是控制电流输出到模拟开关90使得相对于环境的光的输出可保持在最佳状态。从而当本发明的装置应用到具有照明度变化很大的场所时，可节约能源而又保持照明在适宜的水平。通过端子93模拟开关90接收电功率控制电路70的端子74所提供的输入并在正常状态下通过照明电路80的端子92向锯齿波信号产生电路110输出控制电流，而当由降压电路8经端子91输入关断信号时则关断该控制电流。
图12是图3中所示零电压开关保证电路的电路图。零压开关保证电路探测由谐振模转换器30供给ZVS控制器2的电流，从而控制锯齿波的振荡频率使得开关元件Q1与Q2可稳定地进行零压开关操作。换言之，当谐振模转换器30的DC链路电压Vdd或交流电输入显著低于牵态时，则第一与第二开关32与33的开关频率运行在略高于自然谐振频率上，从而可保持稳定的输入电压。于是流向负载的谐振电流量增加。当开关运行在这样的频率上时，对于并连于开关元件Q1与Q2的电容器CF1与CF2的充/放电时间周期是不够的，而开关元件Q1与Q2可能无法执行零压开关。于是对流经电流传感器电阻WR2的电流量进行探测而作为端子61的输入。该输入电流通过比较器UTB与参考电压比较普通过端子64连接到锯齿波信号产生电路110的比较器U3的非反相输入中去。锯齿波信号产生电路110增加锯齿波的振荡频率使得可满足零压开关操作，从而相对延长驱动信号的静寂时间。控制信号由软起动电路100经端子62输入，并且ZVS可行信号从控制信号驱动器120经端子63输入。从而零压开关保证电路的输出定时可被控制。其中，标号Rx，TRx，BCx与VARx分别为电阻，晶体管，电容和可变电阻，这里“x”表示对应的下标。标号U9B，U9C与U9D为NAND门(与非门)，U10为放大器。
图13A到图13D表示图12所示装置的操作波形。图13A表示从谐振模转换器30经过电阻WR3到端子61的电流波形，其中虚线表示出现在比较器U7B的非反相输入端的参考电压。图13B表示比较器U7B的输出，该输出在图13A的输入高于参考电压Vref时为高电位。图13C表示经由端子63来自控制信号驱动器120的ZVS可行信号的输入。锯齿产生电路被延时到相对于信号波形的“高”电位部分以便延长静寂时间。于是谐振模转换器的电容CF1与CF2可充分放电使得在其两端测得的是零电压。图13D表示锯齿波产生电路的输出，该输出被来自ZVS保证电路6的信号输入延迟。
图14是表示图3中所示的输入电压限制电路130与降压电路8的电路图。当交流输入电压显著高于或低于市电时，整个***可能操作不稳定。因而控制电路被关断。
输入电压限制电路130经端子131输出Vdd并应用两个比较器U13A与U13B探测过电压和过电流，并经由端子132与133向软起动电路100与控制信号驱动器120输出关断信号。当输入电压为了节能而故意低落时，这由降压电路8探测出。然后，模拟开关90经端子81被关断，而正规电流被输出到锯齿波信号产生电路110。其中标号Rx与TRx分别为电阻与晶体管，其中“x”表示对应的下标。标号U12B为比较器。
图15是图3中所示负载状态探测电路160的电路图。该电路探测流过谐振电感器Lr1与Lr2的谐振电流ir，从而探测了负载的状态。此即，由谐振电感器Lr1与Lr2经端子161与162感生的电流被探测到，从而擦测到是否装设了灯，是否灯已点亮，正常的负载及灯的寿命的终止。这时，探测的结果被输出到功率控制电路70，软起动电路100，控制信号驱动电路120与谐振模转换器30。控制信号从软起动电路100经端子163输入，并且功率复位(POR)信号经端子166输入。当无负载时，向软起动电路100及控制信号驱动器120经端子164及165输出一关断信号。这时，负载状态传感器电路由D触发器U19A闭锁。当该***转入正常时，该控制装置通过该控制装置的软起动电路100的POR起动操作。当灯未点亮时，负载状态传感器电路160经过端子168与169关断控制信号驱动器130并在收到来自软起动电路100的驱动信号后重新起动操作控制信号驱动器120。而且，负载状态探测电路160可区分出存在一个灯还是两个灯并把该结果输出给功率控制电路70使得***可被稳定地操作。同时，负载状态探测电路160可探测出每一灯的寿命，并当灯达到其寿命终止时，负载状态传感器探测160通过端子170与171控制振模转换器的开关SW1与SW2，以防止负载电流流过已达到其寿命的灯。于是整个***操作是稳定的并可节约能源。负载的状态是经由端子167传递给功率控制电路70的。而且负载状态与通过经验数值计算出的参考电压Vref10，Vref11，Vref12进行比较。然后执行考虑到负载状态的适当控制。其中，标号U22C，U22D与U25A-U25D表示比较器；U23A，U24C，U24D与U24E表示AND(与)门；U24A与U24B分别表示“同”门及“异”门；X16B与X16C表示开关；U26A与U26B表示D触发器。
图16为图3中所示过热保护电路140的电路图。测温二极管TR22装在外部以便探测开关元件的温度。当开关元件过热时，控制电路被关断。换言之，测温二极管TR22装设在开关元件Q1与Q2附近(图4)以防止开关元件Q1与Q2升温而损坏。于是温度是由与二极管温度变化相关的电压特性来探测的。如果开关元件Q1与Q2的热度增加到高于预定的参考温度，则由比较器U12A经过端子142向软起动电路100和控制信号驱动器130发出关断信号。在探测的状态下，比较器U12A的参考电压Vref6是可变化的，使得可把参考温度设定为低于原始参考温度。只有当开关元件的温度低于该参考温度时，控制电路才能正常运行。而且当负载是一种放电灯，即与荧光灯相同的灯，且灯的环境温度低于0℃时，灯的寿命在低温起动放电冲击电流下受到致命的影响。为防止这一点，过热保护电路具有用于充分予热灯丝的功能。而在低温下，晶体管TR21的集电极通过端子141连接在软起动电路100的电阻R5与晶体管TR1的发射集之间，从而减少了流向确定软起动时间的电容器CW1的电流值。于是流向延长预热时间而解决了起动放电冲击电流的问题。其中Rx与TRx分别表示电阻与晶体管。标号Vref6为参考电压；U11A与U11B为比较器。
图17是图3中所示的过流保持电路150的电路图。该电路把流经谐振模转换器30和ZVS控制器2的电流通过端子151和电阻WR2输入到比较器U18A，并通过D触发器U19B控制流经开关元件Q1与Q2的过电流，并把所探测到的过电流经端子153输出。
电流传感电阻WR2装在谐振模转换器30与ZVS控制器2之间以防止过电流流过开关元件Q1与Q2。这时平均电流值与比较器U18A的参考电压Vref5比较。当平均值高于参考值时，通过端子153向软起动电路100及控制信号驱动器120发出关断信号。一旦发出关断信号，即使过流状态由于触发器U10B所引起的闭锁状态而被阻挡，并断状态仍然维持。于是沿振模转换器30由于关断操作而停止运行，且没有电流向ZVS控制器2提供。于是电容器CW3的电压降低，且控制电路锁定。当控制电路恢复正常状态时，UVL0电路50在被恢复正常状态中释放锁定，锁定信号通过端子152复位，控制电路的关断被释放并加上偏压，从而恢复谐振模转换器30的操作。图17中，Rx为电阻，其中“x”表示对应的下标。
图18是表示据本发明的谐振模转换器和ZVS控制器的另一实施例的框图。图18示出AC整流器210，谐振模转换器220与ZVS控制器230，其中市电AC的输入可使得向负载227提供稳定的电源。
AC整流器210从外部插口(未示出)输入市电(一般为110/220V AC，60Hz)。然后输入功率通过全桥二极管211和输入电容器C6转换为DC功率并向谐振模转换器220输出。
谐振模转换器220由控制变压器221，第一开关222，第二开关223，谐振器224及供电器225构成。谐振模转换器220根据ZVS控制器230的控制的开关频率对来自AC整流器211的电流电压输入将行开关而向负载227提供稳定的功率。变压器221的构成为：与ZVS控制器230的一个输出相连的控制绕组，与第一开关222连接的第一开关绕组，与第二开关223连接的第二开关绕组，以及与谐振器224连接的感应绕组。第一与第二开关绕组的绕制使其有相反的极性。第一开关222的构成如下：FETQ11，其栅极连接到控制变压器221的第一开关绕组；二极管DF1与电容CF1，它们并连到FETQ1的漏极与源极。第二开关223的构成如下：FETQ2，其栅极与控制变压器221的第二开关绕组连接；并连在FETQ2的漏极与源极的二极管DF2与电容CF2。谐振器224的构成如下：感应绕组，其一端连接于第一开关222与第二开关223的公共点；谐振线圈Lr与谐振电容Cr与感应绕组串连；并连在谐振电容Cr与第一开关222之间的二极管DF3；以及并连在谐振电容器第二开关223之间的二极管DF4。供电器225的构成如下：供电变压器，其第一绕组并连于谐振电容Cr，其次级绕组的中心抽头接地；分别与供电变压器次级绕组两端连接的二极管DF5与DF6；接在二极管DF5与DF6及电源接地之间的负载227；与负载227并连的电容CF5；以及串连在电容器CF5两端的电阻R1与R2。
ZVS控制器230的构成如下：反馈控制器232，它连接于谐振模转换器220的一个输出端探测差错电压；连接于谐振模转换器220一个输出端的无负载控制器233，它检测无负载状态以便停止谐振模转换器220的开关；连接于反馈控制器232与无负载控制器233的主控制器231，它控制着谐振模转换器220的开关。反馈控制器232的构成如下：差错放大器ERR，用于从分压电阻R1与R2输入反馈电压VH，这是对供电器225的负载电压进行分压并通过阻抗Zf至反向端子，该放大器还用于向其非反向输入端输入参考电压以便通过阻抗Zf与Zi确定放大率；以及电流变换器234，用于椐差错放大器ERR的输出变换电流。于是，反馈控制器232放大反馈电压VH与参考电压Vref之间的差值并把放大结果转变为电流而将其输出到主控器231。无负载控制器233的构成如下：磁滞电压生成器235，用于生成具有磁滞特性的参考电压；以及磁滞比较器，用于输入反馈电压VH而与磁滞参考电压作比较以检测无负载状态。无负载控制器233检测是否有负载以便在无负载时防止过电压加于功率传递器部分225的变压器次级绕组。主控制器231的构成如下：软起动生成器236，用于缓冲起始加于负载227的功率；三角波产生器237，用于根据从反馈控制器232的电流输入改变振荡频率以便产生三角波信号；参考电压产生器238，用于产生参考电压与三角波进行比较；第一比较器CDMP1，用于从参考电压产生器238向第一比较器COMP1的反向输入端输入第一参考电压Vr1并将该第一参考电压Vr1与输入到其非反向输入端的三角波进行比较；第二比较器COMP2，用于从参考电压产生器238向第二比较器COMP2的非反向输入端输入第二参考电压Vr2并将该第二参考电压Vr2与输入到其反向输入端的三角波进行比较；连接到第一比较器COMP1和磁否比较器COMP3的输出的第一控制输出端240；连接到第二比较器COMP2和磁束比较器COMP3的输出的第二控制输出端239。主控制器231输入反馈电压VH从而检测反馈电压VH与参考电压之间的差。然后主控制器231通过控制变压器221控制开关222与223使得负载可被供给稳定的功率。
图19A到19F表示图18中所示装置的操作波形。图19A表示产生于三角波产生器237的三角波，该三角波的放电时间周期与充电时间周期相同，其中Vr1是参考电压产生器238的第一参考电压，Vr2是参考电压产生器228的第二参考电压，a′与b′总是相同的。图19B表示第一比较器COMP1的输出。图19A的三角波与第一参考电压Vr1比较。当三角波高于参考电压Vr1时，第一比较器COMP1的输出信号是高位，并且该三角波低于参考电压Vr1时，第一比较器输出信号是低位。该输出信号与由第一控制输出端240输出的第一控制输出Vort1是相同的。图19C表示第二比较器COMP2的输出。当图19A所示的三角波低于第二参考电压Vr2时，第二比较器COMP2的输出信号是高位，且三角波高于第二参考电压Vr2时，第二比较器信号输出为低位。该输出信号与由第二控制输出端239所输出的第二控制输出Vou2是相同的。图19D第一FETQ1的通/断定时。当第一控制输出Vout1为高位，第二控制输出Vout2为低位时，第一FETQ1导通，否则第一FETQ。图19E表示第二FETQ2的通/断定时。当第一控制输出Vout1烟低位，第二控制输出Vout2为高位时，第二FETQ2为导通，否则第二FETQ2关断。图19F表示流经谐振线圈Lr的电流iL，其中“1”是第一FETQ的导通时间周期，“m”与“o”是第一与第二FETQ1与Q2两者的关断(静寂)时间周期，“n”是第二FETQ2的导通时间周期，“T1”与”T2”是零压开关操作时间周期。
参见图18以及图19A到19F，现对本发明的另一实施例操作予以说明。首先，ZVS控制器230输入来自谐振模转换器220的电压(反馈电压)，该转换器220是把市电功率输入整流以输入一电流有向电压，输入是到负载的两端，通过分压电阻R1与R2再到ZVS控制器230的反馈控制器232。当全桥输出增加时，反馈控制器232通过阻抗Zf把反馈电压VH输入到差误放大器ERR。差错放大器ERR把反馈电压VH与参考电压之间的差放大并将结果输出到变流控制电路234。变流控制电路234变化反馈控制器232的控制电流ic并把结果输出给三角波产生器237。控制电流ic的增/减取决于反馈电压VH，施加于负载的电压的增/减。当控制电流ic增加时，三角波产生器237的三角波频率增加。当控制电流ic减小时，三角波产生器237的三角波频率降低。当三角波频率上升时，谐振模转换器220的供电率降低。于是全桥输出降低。当三角波频率下降时，谐振模转换器的供电率上升。于是全桥的输出增加，结果是全桥输出达到稳定化。软起动产生器236在早期控制着三角波产生器237以产生高于正常开关频率的频率，该频率高于开关频率。于是在早期加到负载上的电压可较低。换言之，从起动到预定的时间里三角波频率高于平时。于是谐振模转换器220的供电器225的输出端中的电容器CF5的充电电流在早期操作中是被限制的。当负载不在全桥的输出端并且突然增加的输出电压高于由磁滞产生器235生成的参考电压时，无负载控制器233的磁滞比较器COMP3把输出信号转到“低”位并将该结果输出给第一及第二输出端240与239。于是第一与第二控制电压K1与K2转为“低”电位，从而关断开关。一旦磁滞比较器COP3操作，磁滞生成器235的参考电压就降低并与具有低全桥输出的参考信号比较。于是，磁滞比较器COMP3的操作直到全桥输出降到一预定电平或更低之前是关断的。主控制器231的第一和第二比较器COMP1与COMP2对由参考电压产生器238输入的参考电压Vr1与Vr2与三角波进行比较以便输出第一与第二控制输出Vout1与Vout2，分别如图19B与图19C所示。下表<2>示出由控制输出进行通/断控制的第一与第二FETQ1与FETQ2。
                    表<2>
第一控制输出(Vout1) 第二控制输出(Vout2)   第一FET   第二FET
    高位     低位     通     断
    低位     高位     断     通
    高位     高位     断     断
    低位     低位     断     断
如表<2>所示，当第一控制输出Vout1为高位且第二控制输出Vout2为低位时，电流流向控制变压器221的初级绕组的负极。于是正电势加到该绕组上。于是正向偏压加到第一FETQ1的栅极，从而使得第一FETQ导通，而反向偏压加到第二FETQ2的栅极而使得第二FETQ2关断。反之当第一控制输出Vout1为“低”位而第二控制输出Vout2为“高”位时，电流流向控制变压器221初级绕组的正极。于是负电势加于该绕组上。反向偏压加到第一FETQ1的栅极而使得第一FETQ1关断，并且正向偏压加到第二FETWQ2的栅极而使得第二FETQ2导通。如果第一与第二控制输出Vout1与Vout2都是关断的。这时如图18F所示，流调谐线圈Lr的电流iL在电流iL于第一FETQ1导通时刻起而变为零之前是流过DF1的。这里，第一FETQ的漏极—源极电压接近于零。因而在T1阶段，即使和一FETQ1是导通的，由谐振电流iL在第一FETQ1中引起的开关损耗接近为零。在阶段T1之后电流iL重新在正向生成。这称作谐振周期。参见图19F，即谐振周期即是阶段1-T1。而且，从第二FETQ2导通时刻起直到电流iL变为零，电流iL流过二极管DF2。这时第二FETQ2的漏极—源极电压几近为零。从而在阶段T2，由谐振电流iL在第二FETQ2中引起的开关损耗即使第二FETQ2为导通的也几近为零。电流iL在阶段T2之后在负方向再生成，该阶段称为谐振周期。参见图19F，谐振周期即为阶段n-T2。
如上所述，本发明的装置是用于谐振模转换器的，是在开关元件两端电压为零时执行开关操作的。于是元件的功耗可防止而提高了电源效率。而且二次谐波所引起的噪声也被降低，其结果是获得良好的EMI特性(电磁干扰特性)。而且在赋能模式中应用了再生功率，从而提高了能量使用效率。此外，本发明的控制装置可用于电子镇流器以便根据环境照明控制电源。当输入电压降低时，通过应用降压电路以减少功耗而可以节约能源。并且，本发明的控制装置可向负载提供稳定的电能而不论输入电压与负载如何变化。于是由于在起动时的预热作用而可以延长灯的寿命。特别是在低温下通过温度传感电路可进行充分的预热。于是可防止由脉冲电流所引起的负载的损坏和过电流。

Claims (14)

1.采用了零电压开关***的电子镇流器，其特征在于该电子镇流器包括：
谐振模转换器，该转换器包含：连接于DC电源正极端子的第一开关器件以便根据上述的驱动信号执行零压开关操作，连接于DC电源负极端子的第二开关器件以便根据上述驱动信号执行零压开关操作，具有分别连接于上述第一开关器件，第二开关器件和上述负载的初级绕组和次级绕组的控制变压器，以及连接于该控制变压器并向负载供电的串连谐振电路；以及
零压开关电路包含：驱动信号产生器，用于按照控制电流产生锯齿波信号并将该结果与参考电压比较以输出上述驱动信号和零电压开关可行信号；功率控制器，用于根据上述负载的状态输出来自上述谐振模转换器的电流，上述DC电压及上述控制电流；以及零电压开关保证电路，用于接收上述输入的电流和上述零电压开关于行信号以保证上述谐振模转换器执行零电压开关，其中上述零电压开关电路是连接于上述控制变压器第一绕组的。
2.根据权利要求1的电子镇流器，其中上述零电压开关控制电路在正常操作中通过来自上述谐振模转换器的电流以功率再生方式提供上述零电压开关控制电路所必须的功率。
3.根据权利要求1的一种电子镇流器，其中上述零电压开关控制电路还包括一个控制功率源电路，该电路用于接收上述DC电压和来自上述谐振模转换器的电流以便提供上述零电压开关控制电路的功率；以及
降压电路，用于把输入功率的电压降低到预定的电压以节约能源，并用于在上述DC电压低于预定电压时关断上述功率控制，并用于向上述驱动信号产生器直接输出上述控制电流。
4.根据权利要求3的一种电子镇流器，其中上述功率控制器包括：用于检测上述负载状态，上述DC电压与上述输入的电流的功率控制电路以便与一个参考电压比较并输出该控制电流的功率控制电路；用于检测环境照明并变化该功率控制电路的控制电流以便提供适当的照明的照明电路；以及用于按照上述降压电路的输出而输出或关断上述照明电路的控制电流的模拟开关。
5.根据权利要求1的一种电子镇流器，其中该驱动信号产生器包括：软起动电路，用于增加该锯齿波信号频率以便当施起始功率或输入关断信号时对该灯进行预热；锯齿波信号产生器，用于产生上述锯齿波信号以便当根据从该软起动电路上述降压电路和上述模拟开关输入的控制电流改变频率时与参考电压进行比较；以及控制信号驱动器，用于接收该驱动脉冲以便输出上述驱动信号用于在上述第一与第二开关器件上执行零电压开关，并用于将来自上述谐振模转换器的电流以功率再生方式输出给上述控制电源。
6.根据权利要求1的电子镇流器，其中上述零电压开关控制电路还包括：输入电压限制电路，用于检测输入电压并在将输入电压与预定电压进行比较之后输出关断信号；过热保护电路，用于检测温度，以便如果检测到的温度高于预定温度则输出关断信号，并且如果检测到的温度低于预定温度则延长对上述灯的预热时间，从而使上述开关元件可受到保护；以及负载状态检测电路，用于检测流经上述谐振模转换器的谐振线圈的电流以便探测负载的状态并输出关断信号和上述控制电流。
7.根据权利要求3的电子镇流器，其中上述控制电源电路包括：一个负压锁定电路，用于接收上述DC电压以便当上述DC电压低于上述预定电压时进行锁定；以及控制电源，用于当上述UVL0电路释放该锁定时向上述零电压开关控制电路供电。
8.根据权利要求1的电子镇流器，其中上述零电压开关保证电路增高上述锯齿波信号的振幅使得上述谐振模转换器的电容可充分放电，并从而增加上述驱动信号的静寂时间。
9.用于电子镇流器的电路，其特征在于它包括用于根据控制信号向负载供电的谐振模转换器，并且具有第一与第二开关元件用于接收由AC市电整流所产生的DC电压，并根据驱动信号利用预定的频率进行零电压下的开关，该电子镇流器控制电路包括：
驱动信号产生器，用于产生锯齿波信号以便与参考电压进行比较，并用于输出该驱动信号和零电压开关可行信号；
功率控制器，用于接收来自上述谐振模转换器的电流，上述DC电压以及流经上述负载的电流，并用于输出该控制电流到上述驱动信号产生器使得加到上述负载的电流可维持一恒定水平，并且于控制上述锯齿波信号的频率；
零电压开关保证电路，用于接收来自上述谐振模转换器的电流和上述零电压开关可行信号，并用于增加上述驱动信号的静寂时间以便该谐振模转换器可执行零电压开关；
关断检测电路，用于接收来自上述谐振模转换器的电流，上述DC电压及流经该负载的电流，并在非正常状态出现时关断上述驱动信号；以及
降压电路，用于接收上述DC电压以便检测上述输入电压低于预定电压并关断上述功率控制器的控制电流，并根据收到的电压用于输出预定的控制电流以便为了节约能源而降低向上述负载的供电。
10.谐振模式电源中一种谐振模转换器的零压开关控制器，具有用于输入由交流市电整流而产生的DC电压的谐振转换器，并用于通过使用预定的频率和根据驱动信号而执行零压开关，从而向负载供电，该零压开关控制器包括：
反馈控制器，用于从上述谐振波膜转换器引入反馈信号以便与参考电压比较并用于放大该比较结果(差值)从而转化为控制电流；
主控制器，用于根据上述反馈控制器引入的电流控制由三角波所产生的频率，并比较该结果与参考电压以便输出一驱动信号；以及
无负载传感器，用于从上述谐振模转换器引入反馈信号以便与具有磁滞特性的参考电压相比较，并用于检测无负载状态以便在无负载时关断驱动信号。
从而根据上述开关降低了功率损失而获得有效的电源并保护***免受无负载状态之损。
11.根据权利要求10的采用零电压开关***的谐振模转换器，其中该谐振模转换器包括：第一开关器件，该器件连接于上述DC电源的正端并按照上述驱动信号执行零压开关；连接于上述DC电源负端的第二开关器件，该器件按照上述的驱动信号执行零压开关；控制变压器，其初级绕组连接于上述零压开关控制器且三个次级绕组分别连接到上述第一开关器件，上述第二开关器件和上述负载上；连接到上述控制变压器的串连谐振电路；以及供电变压器，用于接收来自该串连谐振电路电流并对该结果进行整流以便向负载提供电源。
12.根据权利要求10的谐振转换器的零压开关控制器，其中上述反馈控制器包括：差错放大器，用于通过一阻抗接收来自上述谐振模转换器的反馈信号以便与一参考信号进行比较；以及电流变换器，用于接收上述差错放大器的输出以便输出上述控制电流。
13.根据权利要求10的谐振转换器的零压开关控制器，其中上述无负载传感器包括：磁滞电压产生器，用于产生具有磁滞特性的参考电压；以及磁滞比较器，用于接收上述反馈信号并把该结果与上述磁滞电压产生器的输出比较而探测出无负载状态。
14.根据权利要求10的谐振转换器的零压开关控制器，其中上述主控制器包括：软起动电路，用于在向上述负载施加功率的早期阶段增加振荡频率并降低电压；三角波产生器，用于接收上述软起动电路及电流变换器的输出以便产生三角波；参考电压产生器，用于产生第一与第二参考电压；第一比较器，用于比较上述三角波产生器的输出与上述第一参考电压；第二比较器，用于比较上述三角波产生器的输出与上述第二参考电压；第一控制输出，用于驱动和输出上述第一比较器的输出；第二控制输出，用于驱动和输出上述第二比较器的输出。
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