CN104904172A - 估算和去除dc偏移的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种估算和去除直接变频接收机的DC偏移的方法，所述直接变频接收机用于接收无线通信***中的无线通信信号，所述方法包括以下步骤：对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号包括至少一个第一同步信号；基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd；基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值将所述优化的DC偏移估算值应用于所述时域信号，以便从所述时域信号中去除DC偏移。此外，本发明还涉及一种接收机设备、计算机程序及其计算机程序产品。

Description

估算和去除DC偏移的方法

技术领域

本发明涉及一种估算和去除直接变频接收机的DC偏移的方法。另外，本发明还涉及一种接收机设备、计算机程序及其计算机程序产品。

背景技术

直流(DC)偏移是直接变频接收机面临的主要问题。部分本地振荡器(LO)信号下变频为基带信号，这会导致不必要的DC偏移(参见由RainerStuhlberger，R.Krueger，B.Adler，J.Kissing，L.Maurer，G.Hueber和A.Springer等共同提出的“存在射频损伤时的LTE下行性能”，载于2007年10月召开的第十届欧洲无线技术大会的会议记录第189至192页)。

如果DC偏移处理不当，会影响小区搜索与数据解调性能。例如，在长期演进(LTE)***中，小区搜索需要时域相关性，而不必要的DC偏移会破坏小区搜索同步信号的相关性。虽然直流子载波并不用于LTE***的数据传输，但是针对直流分量的信道状态信息(CSI)估算会受到DC偏移的影响，而DC偏移直接影响LTE***的性能。因此，在接收机侧进行数据解调和解码之前，DC偏移的估算和补偿显得至关重要。

在LTE***中，DC偏移的补偿方法主要涉及两种现有技术方式，即：

陷波滤波器或高通滤波器方式—陷波滤波器或高通滤波器是一种数字滤波电路，提供与DC偏移频率对应的频率的陷波，从而能够从接收的信号中去除DC偏移分量。

取时域接收的采样的平均值方式—该方法包括取接收采样的平均值，以估算DC偏移。

陷波滤波器或高通滤波器方式需要很长的瞬变时间，而且还会使噪声功率谱密度失真，从而增大了白化失真噪声的复杂性。在LTE中，DC偏移单元还需要支持不同带宽配置，使得数字滤波器的设计更加复杂。

至于在低信噪比(SNR)区域及衰减的场景下应用取平均值的方法，通过取采样平均值进行的DC偏移估算并不准确，而且可能会大幅降低整体性能。

由上述可知，在LTE***及其他相关通信***中，DC偏移使时域接收采样失真，因而会降低***性能。因此，获得精准的DC偏移估算及通过DC偏移估算来补偿接收机的DC偏移，对于保持***性能是十分重要的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种解决方案，以缓解或解决现有技术方案的缺陷和问题。

本发明的另一个目的在于，提供一个更为完善的解决方案，以解决估算及缓解DC偏移的问题。

根据本发明的第一方面，所述目的通过估算和去除直接变频接收机的DC偏移的方法得以实现，所述直接变频接收机用于接收无线通信***中的无线通信信号，所述方法包括以下步骤：

对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号包括至少一个第一同步信号；

基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd；

基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值

将所述优化的DC偏移值估算应用于所述时域信号，以便从所述时域信号中去除DC偏移。

上述方法的优选实施例载于随附的权利要求中。

该方法还可以以计算机等处理方式执行。所述方法可以包含在计算机程序产品中。

根据本发明的第二方面，上述目的通过直接变频接收机设备得以实现，所述直接变频接收机设备用于接收无线通信***中的无线通信信号，所述直接变频接收机设备还用于：

对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号包括至少一个第一同步信号；

基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd；

基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值

将所述优化的DC偏移估算值应用于所述时域信号，以便从所述时域信号中去除DC偏移。

所述直接变频接收机设备可以进行改进，以使之适用于本方法的所有不同实施例。

本发明提供一种更为完善的估算直接变频接收机的DC偏移的方法，提高了接收机的性能。接收机性能的提升是通过利用第一同步信号估算剩余DC偏移实现的，而剩余DC偏移则用于计算优化的DC偏移估算值，该估算值具有比现有技术方案更高的准确度。

进一步地，根据优选实施例，本发明方法同时对所述第一同步信号的时域CSI和剩余DC偏移进行联合估算。因此，所述第一同步信号的CSI估算的精确度能够得到改善。本发明也能够提高小区搜索过程的准确度和下行(DL)数据性能。因此，本发明方法还避免了使用复杂的陷波滤波器或高通滤波器方式，该方式需要支持不同的带宽配置或多模调制解调器的不同模式。

以下详细描述本发明的其他应用和优势。

附图说明

所示附图旨在阐明本发明的不同实施例，所述附图包括：

图1示出了一种直接变频接收机的结构。

图2示出了LTE FDD模式下的DL SCH结构。

图3示出了接收机侧的LTE***中小区搜索过程。

图4示出了本发明实施例提供的一种接收机结构。

图5示出了一种剩余DC偏移估算的结构。

图6示出了本发明实施例提供的DC偏移估算和补偿方法的流程。

本发明具体实施方式

为了达到上述目的及其他目的，本发明涉及一种估算和去除直接变频接收机的DC偏移的方法。如上所述，通过提供精准的DC偏移估算，可以大幅提高***性能。

根据优选实施例，DC偏移的估算及去除也可与小区搜索过程相结合，例如，确定帧头、小区ID、循环前缀(CP)类型等。因此，在确定DC偏移估算值时能够降低计算的复杂度。并且，还能提高小区搜索过程的准确度和下行数据性能。

下面将描述LTE***的DL同步过程及参数，为进一步详细描述本发明提供依据。

在LTE***中，无线帧的长度为10ms，无线帧包括10个子帧(编号为0至9)，每个子帧可以分为2个时隙，因而每个无线帧包括20个时隙，编号为0至19。进一步地，每个时隙包括若干个正交频分复用(OFDM)符号，这取决于CP类型和子载波配置(例如，CP类型为常规CP类型、子载波间隔为15kHz时，一个时隙包含7个OFDM符号)。

LTE中，不管带宽配置如何，DL同步信道(SCH)每隔5个子帧在中心/中间的6个资源块(RB)中进行传输。SCH包括两部分，即：主同步信号(PSS)与辅同步信号(SSS)。根据帧的结构，即频分复用(FDD)或时分复用(TDD)模式，SCH在无线资源的不同位置中进行传输。

在FDD模式下，PSS映射到时隙0和时隙10中最后一个OFDM符号上，SSS映射到与PSS被映射到的OFDM符号相邻的前一OFDM符号上。典型的FDD下行SCH RB的映射如图2所示。另一方面，在TDD模式下，PSS映射到子帧1和子帧6中的第三个OFDM符号上，SSS映射到时隙1和时隙11中最后一个OFDM符号上。

另外，在LTE中，SSS序列p(n)根据以下等式由频域Zadoff-Chu序列生成：

$p_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}}& n=0,1,\mathrm{...},30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}}& n=31,32,\mathrm{...},61\end{array}\right.$           等式(1)

根u是由小区扇区ID决定的，小区扇区ID可以为三个值：0、1和2。根u与小区扇区ID之间的映射关系如下所示：

N为128点的FTT可以将频域长度为62的PSS序列转换为时域长度为128的PSS序列：

$PSS\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\stackrel{\‾}{p}}_u\left(k\right)e^{-2j\mathrm{\π}kn/N}$           等式(2)

其中，为补零的频域PSS序列：

${\stackrel{\‾}{p}}_u\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& k=0~32,64,96~127\\ p_u(k-33)& k=33~63\\ p_u(k-65)& k=65~95\end{array}\right.$            等式(3)

而且，在LTE***中，小区搜索过程依赖于SCH。首先，PSS检测应用于下降采样的时域采样(采样率为1.92Mbps)，以根据与所有可能的本地PSS序列的移位相关结果获得时隙起始位置。在获取时域PSS位置之后，在频域进行连续的SSS检测，以检测帧头，小区ID和CP类型。SSS检测是在接收端基于接收到的SSS频域采样数据与所有可能的本地SSS序列之间的相关性。在进行SSS检测之前，为了从接收到的SSS采样数据中消除信道影响，PSS的CSI估算可用于在利用FFT将SSS序列转变到频域之前，与提取的SSS序列进行共轭相乘。图3示出了上述小区搜索的结构。

针对直接变频接收机的本方法包括对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号是从无线通信***的发射机中接收的。时域信号应该包括至少一个用于实现接收数据同步的第一同步信号。此后，基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd，基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值最后，优化的DC偏移估算值应用于时域信号中，以便从时域信号中去除DC偏移。因此，通过本方法，***性能得到了提高。

根据本发明实施例，所述方法还包括以下步骤：基于所述下降采样的时域信号估算原始DC偏移从所述下降采样的时域信号中减去所述估算的原始DC偏移并基于已减去所述估算的原始DC偏移的下降采样时域信号检测所述第一同步信号。也就是说，对第一同步信号的检测是基于已减去原始DC偏移的下降采样时域信号来进行的。优选地，所述第一同步信号是LTE***中的PSS，这也意味着第二同步信号是上述***类型中的SSS。PSS和SSS在下行通过SCH进行传输。

另外，根据本发明又一实施例，该方法还包括以下步骤：基于所述检测到的第一同步信号，对所述剩余DC偏移Δd和所述已减去原始DC偏移的下降采样时域信号中的CSI进行联合估算。该方式的优点前面已经进行了详细的描述。

为了方便更好地理解本发明，下面还将阐述接收无线信号的数学模型。该例中的***参数来自LTE***，但本领域技术人员可以了解，这些参数值会根据具体应用该方法的无线通信***的不同而不同。

在接收机侧，时域采样的线性模型可以为：

$y\[n\]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\[l,n\]x\[n-l\]+d+w\[n\]$             等式(4)

其中，x[n]是传输的时域信号，h[l,n](l＝0,1…,L-1)是在采样时间n时的信道抽头，L(L≥1)是信道时延，d是待估算的DC偏移，w[n]是热噪声。

下降采样(1.92Mbps)的时域采样经过一段时间的积累后，获得实际DC偏移d的原始估算值。

$\begin{array}{c}\hat{d}=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Σ}}y\[k\]=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Σ}}\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\[l,k\]x\[k-l\]+d+w\[k\]\right)\\ =d+\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Σ}}\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\[l,k\]x\[k-l\]+w\[k\]\right)\≈d\end{array},$

其中，M是在具体平均时间用于原始DC偏移估算的总采样数。每隔5ms，最多M＝1.92MHz×5ms＝9 600个采样可以用于LTE***中的原始估算。因此，原始估算为初始DC偏移估算。而当接收信号经受无线通信***中常见的频率选择性衰落或当SNR低时，原始估算可能会有很大的估算误差，导致从所述接收信号去除原始DC偏移估算之后，剩余DC偏移仍然保留在所述接收信号中。

以下将阐述根据实施例的基于PSS(第一同步信号)的剩余DC偏移估算的所述主同步信号：通过等式(4)从接收信号中减去原始估算值之后，时域PSS信号可以为：

$\begin{array}{c}\hat{y}\[n\]=y\[n\]-\hat{d}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\[l,n\]PSS\[n-k-l\]+(d-\hat{d})+w\[n\]\\ n=\stackrel{\‾}{k}+L-1,\stackrel{\‾}{k}+L,\stackrel{\‾}{k}+L+1,\mathrm{...},\stackrel{\‾}{k}+L+m-2\end{array}$           等式(5)

其中，PSS[n]是时域PSS信号，h[l,n]是在采样时间n时第l个信道抽头，L是信道时延，d是DC偏移，w[n]是热噪声，m是用于剩余DC偏移估算的PSS长度。由于h[l,n](l＝0,1,…,L-1)可以假设为LTE***中一个OFDM符号中的常量，h[l,n]中的n忽略不计，则等式(5)也可以写为：

$\hat{y}\[n\]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\[l\]PSS\[n-k-l\]+(d-\hat{d})+w\[n\].$

进一步地，是用于DC偏移估算的接收采样的起始位置索引，k是检测到的PSS的起始位置，k_offset是为了仅使用部分接收到的PSS而选定的位移。例如，如果所有接收到的PSS采样(但丢弃起始位置中受到多路径通道影响的采样，也就是说，索引n＝k+L-1，k+L，…，k+L+m-2)均用于DC偏移估算，那么，k_offset＝0,m＝128-(L-1)且m＝128-(L-1)；如果仅使用中间的64个接收到的PSS信号(索引n＝k+32，k+33，…，k+95)，那么，k_offset＝33-L且m＝64。

通常，使用较长的序列进行剩余DC偏移估算将获得更好的性能，但需要更大的存储器进行系数存储，如下所示：

$\mathrm{\Δ}d=d-\hat{d}$

$Y\[m\]={(\hat{y}\[\stackrel{\‾}{k}+L-1\],\hat{y}\[\stackrel{\‾}{k}+L\],\mathrm{...},\hat{y}\[\stackrel{\‾}{k}+L+m-2\])}^T$

$P\[m\]={\left(\begin{array}{ccccc}PSS\[k_{offset}+L-1\]& PSS\[k_{offset}+L-2\]& ...& PSS\[k_{offset}\]& 1\\ PSS\[k_{offset}+L\]& PSS\[k_{offset}+L-1\]& ...& PSS\[k_{offset}+1\]& 1\\ PSS\[k_{offset}+L+1\]& PSS\[k_{offset}+L\]& ...& PSS\[k_{offset}+2\]& 1\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ PSS\[k_{offset}+L+m-2\]& PSS\[k_{offset}+L+m-3\]& ...& PSS\[k_{offset}+m-1\]& 1\end{array}\right)}_{m\×(L+1)}$

H[L]＝(h[0],h[1],...,h[L-1])

H[L,Δd]＝(h[0],h[1],...,h[L-1],Δd)^T＝(H[L],Δd)^T

$W\[m\]={(w\[\stackrel{\‾}{k}+L-1\],w\[\stackrel{\‾}{k}+L\],\mathrm{...},w\[\stackrel{\‾}{k}+L+m-2\])}^T.$

那么，等式(5)可以以矩阵的形式写成：

Y[m]＝P[m]H[L,Δd]+W[m]，               等式(6)

其中，H[L,Δd]是包含CSI矢量H[L]和剩余DC偏移Δd的列矢量。假设W[m]是加性高斯白噪声(AWGN)，则对H[L,Δd]进行ML估计得到LS解，即：

$\hat{H}\[L,\mathrm{\Δ}d\]={(P^H\[m\]P\[m\])}^{-1}{P}^H\[m\]Y\[m\]=C\[m\]Y\[m\]$         等式(7)

其中，

C[m]＝(P^H[m]P[m])^-1P^H[m]，                等式(8)

由于P[m]是基于本地时域PSS序列的已知m×(L+1)矩阵，其中，如等式(1)和等式(2)所示，本地时域PSS序列是使用长度为128的FFT从本地频域PSS序列转换而来的，那么，C[m]是(L+1)×m矩阵，该矩阵可以根据等式(8)从P[m]矩阵获得。对于对应不同的小区扇区ID的所有(可能的)三个PSS序列，可以预先计算和存储不同的矩阵C[m]。对于剩余DC偏移估算，根据初始小区搜索(或者已知的周期性小区搜索)时小区扇区ID的检测结果，选择相应的C[m]矩阵。此外，针对等式(7)所示的的PSSCSI和剩余DC偏移的联合估算方法仅仅为一种简单的矩阵乘法，是将选定的C[m]矩阵与接收的时域PSS采样Y[m]相乘，其中，接收的时域PSS采样Y[m]已经根据等式(5)去除了原始估算值由于CSI估算H[L]中考虑到剩余DC偏移Δd，联合估算能够获得更佳的PSS CSI估算结果。

示例

假设信道抽头L＝9(3GPP LTE中定义的EVA或ETU信道)，并使用中间的64个接收的PSS采样进行DC偏移估算。在这种情况下，k_offset＝33-L＝24且m＝64。对于基于等式(2)和等式(3)的不同的小区扇区ID可以生成本地时域PSS序列PSS(n),n＝0,1,...,127，且P[m]是一种64×10的矩阵，该矩阵包括索引为24至95的本地PSS信号：

$P\[m\]={\left(\begin{array}{ccccc}PSS\[32\]& PSS\[31\]& ...& PSS\[24\]& 1\\ PSS\[33\]& PSS\[32\]& ...& PSS\[25\]& 1\\ PSS\[34\]& PSS\[33\]& ...& PSS\[26\]& 1\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ PSS\[95\]& PSS\[94\]& ...& PSS\[87\]& 1\end{array}\right)}_{64\×10}.$

系数C[m]采用10×64矩阵的形式，该矩阵可以对应所有小区扇区ID进行计算和存储。

根据实施例，优化的DC偏移可以通过将估算的原始DC偏移和估算的剩余DC偏移Δd相加计算得到，即优化的偏移由公式得到。这一点十分重要，尤其是当SNR低或信道受到频率选择性衰落时，当原始DC偏移是通过取接收时域采样的平均值获得的，其估算误差会导致相当大的剩余DC偏移，从而会降低性能。因此，相对于原始DC偏移优化的DC偏移能够获得更佳的估算结果。

如上所述，在LTE***中，SCH总是在LTE/LTE-A的下行以5ms的间隔在中间/中心6个RB中进行传输，用户设备也将周期性地执行小区搜索过程。因此，PSS可以用于估算DC偏移，从而，根据本发明实施例的方法可以根据以下步骤实现：

1.取低通(LP)滤波采样的平均值，其中低通滤波采样是以1.92Mbps的采样率对原先接收的时域信号进行下降采样得到的，从而得到原始DC偏移的估算值。

2.从LP滤波采样中减去步骤1中得到的原始DC偏移的估算值，并进行PSS检测。

3.在获取到PSS的位置后，基于提取的长度为128的时域PSS信号进行CSI和剩余DC偏移估算值Δd的联合估算。

4.在进行SSS(第二同步信号)检测和其他连续的小区搜索过程之前，从LP滤波采样中减去剩余DC偏移估算值Δd。

5.将步骤1中得到的原始DC偏移的估算值与步骤3中得到的剩余DC偏移估算值Δd相加，以获得用于接收信号数据解调的优化的DC偏移估算值。

6.采用阿尔法滤波器进一步对步骤5中获得的优化的估算值进行降噪。

7.在数据解调和解码之前，通过原始时域采样对DC偏移进行补偿。

在本实施例中还阐述了图4所示的接收机设备结构以及图6所示的流程图。由图4可知，图4的DC偏移估算设备与小区搜索单元合并。每隔5ms，SCH将在中间的6个RB中进行传输，并且，基于已进行下降采样的接收采样y[k]发起小区搜索过程。首先，取下降采样信号的平均值，其中，该信号是在每5ms(最大为5ms)的某一时长内以1.92Mbps的频率进行下降采样的，从而得到原始DC偏移的估算值，即然后，从下降采样的信号中减去原始DC偏移并启动PSS检测，即

初始小区搜索时，需要与所有三个可能的本地PSS序列的移位相关结果；周期性小区搜索时，仅需要与一个已知的PSS序列的移位相关结果。在检测到PSS的位置及相应的序列之后，还可以联合检测剩余DC偏移Δd和PSSCSI。接下来，在SSS检测和其他小区搜索过程进行之前，将进一步从采样中去除剩余DC偏移也可以将剩余DC偏移与原始估算结合起来，以获得优化的估算值在解调及解码之前，优化的DC偏移估算值会被用来补偿DC偏移，而在此之前，优化的DC偏移估算值将先通过阿尔法滤波器。阿尔法滤波器将进一步优化DC偏移的估算，从而也提高了性能。

剩余DC偏移和CSI联合检测单元将在下文中结合图5进行描述。三个可能的滤波矩阵C[m]根据预先定义的滤波长度m进行预计算并存储在存储器中。在检测到PSS的位置和小区扇区ID之后(在周期性小区搜索时，是已知的)，首先从下降采样的信号中提取长度为128的PSS序列，然后选择适当的滤波矩阵C[m]，并利用等式(7)获得联合估算值 $\hat{H}\[L,\mathrm{\Δ}d\]:$ $\hat{H}\[L,\mathrm{\Δ}d\]={(X^H\[m\]X\[m\])}^{-1}{X}^H\[m\]Y\[m\]=C\[m\]Y\[m\].$

对于小区搜索过程，进一步从中减去剩余DC偏移估算值Δd，并执行SSS检测及进一步的小区搜索过程。估算的PSS CSI可用作SSS的初始CSI，从而在进行SSS检测之前消除信道影响。

另外，本领域技术人员可以理解，本发明的任何方法也可以在计算机程序中通过代码的方式实现。当该计算机程序以处理的方式运行时，会使得所述处理方式执行方法的步骤。计算机程序包含在计算机程序产品的计算机可读媒介中。计算机可读媒介基本上可以包括任何存储器，例如，ROM(只读存储器)、PROM(可编程只读存储器)、EPROM(可擦可编程只读存储器)、闪存、EEPROM(电可擦可编程只读存储器)以及磁盘驱动器。

此外，本发明还涉及与本发明实施例的方法对应的直接变频接收机设备。所述接收机设备包括所有必要的方式，并用于执行本发明方法，也就是说，所述设备可以包括：处理方式、信号输入方式、信号输出方式、采样方式、存储方式、通信方式，等等。本发明实施例用于3GPP无线通信***，如LTE或LTE-A。因此，在这种情况下，所述接收机设备为用户设备(UE)的组成部分，或者包含在用户设备中。

最后，应该理解的是，本发明不限于上述实施例，还涉及并包括随附的权利要求范围内的所有实施例。

Claims (12)

1. 专利申请范围：

   1.一种估算和去除直接变频接收机的DC偏移的方法，其特征在于，所述直接变频接收机用于接收无线通信***中的无线通信信号，所述方法包括以下步骤：

   对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号包括至少一个第一同步信号；

   基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd；

   基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值及

   将所述优化的DC偏移估算值应用于所述时域信号，以便从所述时域信号中去除DC偏移。
2. 2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

   基于所述下降采样的时域信号估算原始DC偏移

   从所述下降采样的时域信号中减去所述估算的原始DC偏移及

   基于所述已减去估算的原始DC偏移的下降采样时域信号，检测所述至少一个第一同步信号。
3. 3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

   基于所述检测到的至少一个第一同步信号，对所述剩余DC偏移Δd和所述已减去估算的原始DC偏移的下降采样时域信号中的信道状态信息(CSI)进行联合估算。
4. 4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

   从所述已减去估算的原始DC偏移的下降采样时域信号中减去所述估算的剩余DC偏移Δd。
5. 5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述优化的DC偏移是通过将所述估算的原始DC偏移与所述估算的剩余DC偏移Δd进行相加计算得到的，即
6. 6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

   对所述优化的DC偏移使用阿尔法滤波器，从而对所述优化的DC偏移进行降噪。
7. 7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述时域信号还包括至少一个第二同步信号，所述方法还包括以下步骤：

   检测所述至少一个第二同步信号；及

   基于所述下降采样的时域信号，进一步执行小区搜索过程步骤。
8. 8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述无线通信***为3GPP蜂窝***，如LTE或LTE-A；所述至少一个第一同步信号是主同步信号(PSS)，所述至少一个第二同步信号是辅同步信号(SSS)。
9. 9.一种计算机程序，其特征在于，该程序采用代码的形式，当以处理的方式运行时，该程序使得所述处理方式执行权利要求1-8的所述方法。
10. 10.一种计算机程序产品，包括计算机可读媒介和权利要求9所述的计算机程序，其特征在于，所述计算机程序包含在所述计算机可读媒介中，计算机程序产品包括以下组合中的一个或多个：ROM(只读存储器)、PROM(可编程只读存储器)、EPROM(可擦可编程只读存储器)、闪存、EEPROM(电可擦可编程只读存储器)以及磁盘驱动器。
11. 11.一种直接变频接收机设备，用于接收无线通信***中的无线通信信号，其特征在于，该直接变频接收机设备还用于：

    对时域信号进行接收和下降采样，所述时域信号包括至少一个第一同步信号；

    基于所述至少一个第一同步信号估算剩余DC偏移Δd；

    基于所述估算的剩余DC偏移Δd计算优化的DC偏移估算值及

    将所述优化的DC偏移估算值应用于所述时域信号，以便从所述时域信号中去除DC偏移。
12. 12.根据权利要求11所述的直接变频接收机，其特征在于，所述无线通信***为3GPP蜂窝***，如LTE或LTE-A，所述直接变频接收机设备包含在用户设备(UE)中。