CN104901746A - 一种外调制器任意偏置点稳定装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种外调制器任意偏置点稳定装置及其方法，所述装置包括：激光器，可变光衰减器，铌酸锂调制器，光耦合器，信号源，驱动放大器，及反馈控制部分；所述装置通过反馈控制部分中数据采集板卡完成反馈信号的采集和偏置电压的设置，从而实现任意偏置点的稳定。本发明解决了随时间、环境温度、激光器光功率及光纤***和耦合损耗等因素的变化，调制器最佳偏置点发生漂移，输出信号也随之劣化的问题。所述装置及方法可以应用在光通信领域，尤其是光通信领域的高速长途通信中。

Description

一种外调制器任意偏置点稳定装置及其方法

技术领域

本发明涉及光通信领域，尤其涉及一种外调制器任意偏置点稳定装置及其方法。

背景技术

高速长途通信中最常用的是LiNbO3(铌酸锂)马赫-曾德(M-Z)外调制器，它具有很多优势：采用行波电极，可获得很高的工作速率；调制信号的频率啁啾非常小；性能的波长依赖性很小；光损耗较低；电光系数高，适用于多种码型等。M-Z外调制器的传输函数为非线性函数，一般为周期函数，为了避免信号的失真，必须使调制器工作在最佳偏置点。但是最佳偏置点并不是稳定的，它会随时间、环境温度、激光器光功率及光纤***和耦合损耗等因素的变化而发生漂移，导致调制器输出信号劣化。因此研究M-Z外调制器的最佳偏置点控制技术十分重要。

通常外调制器稳定在四个常用的工作点，但在实际应用当中，外调制器工作的最佳偏置点不仅局限于这四个工作点，在数字通信和微波光子学领域，有时要根据需要将外调制器偏置在传输曲线上的任意一点来使***达到性能最佳。

传统的外调制器偏置点稳定方案主要分为两类：（1）基于功率检测的技术；（2）基于抖动信号的技术。

基于功率检测的技术使用外调制器输入光功率，输出光功率，或者两者的比值作为反馈信号，其反馈信号与输入光功率密切相关，由于在实际应用当中，外调制器的输入光功率信号会发生波动，因此会影响反馈信号，导致外调制器工作点不稳定，如何克服输入光功率波动对反馈信号的影响是一个要解决的问题。

基于抖动信号的技术主要利用外调制器输出信号中恢复出的抖动信号的谐波信号作为反馈信号。相对于基于功率检测的技术，基于抖动信号的技术相对成熟，已经有商家推出了商用的模块，但是由于利用其谐波信号作为反馈，通常只能将外调制器稳定在四个常用的工作点，无法做到任意点的偏置。

发明内容

（一）要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题就是如何使得外调制器可以实现任意偏置点的稳定。

（二）技术方案

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种外调制器任意偏置点稳定装置，包括：激光器；可变光衰减器，用于接收激光器发出的激光，产生合适的光功率信号；信号源，用于产生电信号；驱动放大器，用于将信号源产生的电信号放大后输入射频电极，生成射频信号；铌酸锂调制器，用于接收可变光衰减器输出的光功率信号，以及经过射频电极输出的射频信号，接收后调制成光信号；光耦合器，用于将铌酸锂调制器调制后的光信号分成两部分，其中一部分光信号通过主路输出；反馈控制部分，用于接收光耦合器分出的另一部分光信号，包括低通滤波器，低频光接收机，一台带有ADC（模数转换器）和DAC（数模转换器）的数据采集板卡，一台计算机；

反馈控制部分中：低通滤波器，用于滤除光信号中的RF（射频信号）高频信号；低频光接收机，用于将低通滤波器输出的光信号转换为电信号，所述低频光接收机有直流和交流两个输出口，分别对应外调制器输出的平均光功率值和低频抖动信号波形；ADC，用于采集低频光接收机输出的外调制器输出的平均光功率值和低频抖动信号波形；计算机，用于处理ADC采集到的信息，然后根据处理结果设置一个偏置电压值；DAC，DAC，用于将计算机设置的偏置电压值经数模变换后送入铌酸锂调制器的偏置电压电极（3）进行偏置电压设置。

优选地，所述DFB激光器(分布式反馈激光器)为波长是1550nm的DFB激光器。

优选地，所述信号源可产生伪随机码和时钟信号。

优选地，所述低频光接收机为带宽是8MHz的光接收机。

优选地，所述光耦合器为90:10的光耦合器，分出10%的光信号送入反馈控制部分进行反馈控制，另外90%的信号通过主路输出。

本发明还提供一种外调制器任意偏置点稳定方法，包括以下步骤：

步骤一：初始化数据采集板卡，控制DAC输出偏置电压对外调制器在整个周期内进行扫描，对应每一个偏置电压值V，通过第一ADC获得光接收机输出的直流分量——对应外调制器输出的平均光功率值P_D，通过第二ADC获得光接收机输出的交流分量——对应低频抖动信号波形S(t)；将采集到的数据送入计算机，计算机记录每个偏置电压对应的P_D值，同时通过离散傅氏变换的快速算法（FFT算法）计算得到S(t)的一次谐波分量I_1st；

步骤二：扫描完整个周期后，得到第一ADC采集的数据最小值为P_Dmin，更新每个偏置电压V对应的第一ADC输出数据为P_D’=P_D-P_Dmin，计算得到一次谐波分量I_1st与P_D’的比值R；

步骤三：找到两个R值为零时对应的相邻的偏置电压V1,V2,设V1<V2,此V1,V2分别对应外调制器传输曲线上的相邻的峰值点；将V1,V2之间的电压值根据扫描步长进行等分，即可得到传输曲线上面每一点对应的偏置电压V和对应的R值；

步骤四：找到预设偏置点对应的偏置电压为V_D，设置外调制器偏置电压为V_D，同时记录此偏置电压对应的R值；

步骤五：经过一段时间后，使用数据采集板卡重新采集第一ADC和第二ADC值，送入计算机计算出此时一次谐波分量与平均光功率的比值R’；

步骤六：比较R’与R是否相等，若不相等，改变直流偏置电压使R’=R；

步骤七：重复步骤五和步骤六。

（三）有益效果

本发明的一种外调制器任意偏置点稳定装置及其方法，使得外调制器不再局限于传统的四个最佳偏置点，可以实现任意偏置点的稳定。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1a：外调制器结构示意图；

图1b：外调制器传输函数曲线示意图；

图2：外调制器输出的平均功率对应值P_D’，每个偏置电压V对应的低频抖动信号波形S(t)的一次谐波分量I_1st，及一次谐波分量I1_st与P_D’的比值R的曲线示意图；

图3：本发明提供的一种外调制器任意偏置点稳定装置方框示意图；

图中：1、光波导；2、射频电极；3、偏置电压电极；

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不能用来限制本发明的范围。

图1a为外调制器结构示意图，图1b为外调制器传输函数曲线示意图，其输出函数为：

$P_o\left(t\right)=\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}[1+\cos ({\mathrm{\&phi;}}_0+{\mathrm{\&phi;}}_1+\mathrm{\&Delta;\&phi;})]$

其中P_i为输入光功率，k为外调制器***损耗，φ₀为直流偏置电压造成的相移，φ₁为由于RF信号造成的相移，Δφ为抖动信号造成的相移。

外调制器输出的平均功率为

$<P_o\left(t\right)>=\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}[1+\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^T\cos ({\mathrm{\&phi;}}_0+{\mathrm{\&phi;}}_1+\mathrm{\&Delta;\&phi;})\mathrm{dt}]$

其值与RF信号和抖动信号的幅度有关，但是对于确定的RF信号和抖动信号，这个值只与直流偏置电压有关。即：

$<P_o\left(t\right)>~\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}T\left({\mathrm{\&phi;}}_0\right)$

对于正弦抖动信号，其造成的相移为：

$\mathrm{\&Delta;\&phi;}=\frac{\mathrm{\&pi;V}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}\cos [\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right)]$

其中V_π为调制器半波电压，

带入公式得：

$P_o\left(t\right)=\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{1+\cos [{\mathrm{\&phi;}}_0+{\mathrm{\&phi;}}_1+\frac{\mathrm{\&pi;V}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}$

将结果通过一个低通滤波器，滤除RF信号，得

$P_o\left(t\right)~\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{1+\cos [{\mathrm{\&phi;}}_0+\frac{\mathrm{\&pi;V}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}$

为了简化表达，令A=(πV)/(V_π)

三角函数展开：

$P_o\left(t\right)~\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{1+\cos {\mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;\cos [A\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))]-\sin {\mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;\sin [A\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}$

泰勒级数展开，保留到二次项：

$\begin{array}{c}{P}_o\left(t\right)~\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{1+{\cos \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;[1-\frac{A^2}{2}{\cos }^2(\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))]-{\sin \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;[A\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}\\ =\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{1+{\cos \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;[1-\frac{A^2}{2}\&CenterDot;\frac{1+\cos \left(2(\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\right)}{2}]-{\sin \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;[A\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}\end{array}$

整理得

$P_o\left(t\right)~\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}\{\left(1+\cos {\mathrm{\&phi;}}_0-\frac{A^2}{4}\cos {\mathrm{\&phi;}}_0\right)-A{\sin \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))-\frac{A^2}{4}{\cos \mathrm{\&phi;}}_0\&CenterDot;\cos [2(\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&theta;}\left(\mathrm{\&omega;}\right))\left]\right\}$

外调制器输出的平均功率，S(t)的一次谐波分量I_1st，及他们之间的比值关系为：

$<P_o\left(t\right)>~\mathrm{\&eta;}\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}T\left({\mathrm{\&phi;}}_0\right)$

$I_{1\mathrm{st}}~\mathrm{\&eta;}\frac{{\mathrm{kP}}_i}{2}(-A){\sin \mathrm{\&phi;}}_0$

$R=\frac{I_{1\mathrm{st}}}{<P_o\left(t\right)>}~\frac{-A{\sin \mathrm{\&phi;}}_0}{T\left({\mathrm{\&phi;}}_0\right)}~R\left({\mathrm{\&phi;}}_0\right)$

三者关系如图2所示，其中三角曲线为一次谐波曲线，圆形曲线为输出平均光功率曲线，平滑曲线为两者的比值。

可以看出，该比值R仅仅为φ₀的函数，周期为360°。尽管我们无法预先得到准确的R值，因为我们不知道输出平均光功率曲线，但是，我们可以在实验的开始阶段，调整直流偏置电压，对整个周期进行一遍扫描，然后我们就可以得到相应的比值R曲线。我们首先找到两个相邻的比值R为零的点，这两个点对应传输函数上相邻的波峰值点，然后通过对两个直流电压值之间进行等分，即可以得到传输曲线上的任意点所对应的R值。然后对于我们想要锁定的R值，我们可以通过调整直流偏压，使得反馈信号得到的R值等于我们预先设定的值，如此，即可实现任意点的锁定。

本实施例中激光器为波长是1550nm的DFB激光器。激光器发出1550nm的激光，经过可变光衰减器产生合适的光功率信号送入铌酸锂调制器，信号源产生的电信号通过驱动放大器放大后变成射频信号，射频信号进入铌酸锂调制器的射频电极2进行调制，铌酸锂调制器输出调制后的光信号，通过90:10的光耦合器分出10%的光信号送入反馈控制部分进行反馈控制，另外90%的信号通过主路输出。

反馈控制部分中，反馈信号的采集和偏置电压的设置均由数据采集板卡完成，反馈信号光首先经过一个低通滤波器滤除其中的RF高频信号，经过一个低频的光接收机将光信号转换为电信号，本实施例中应用带宽为8MHz的光接收机，光接收机有直流（DC）和交流（AC）两个输出口，分别对应外调制器输出的平均光功率值和低频抖动信号波形，输出后由两个ADC采集模块采集，采集到的数据送入计算机中，按照前面提到的方法进行运算，然后根据计算结果设置一个偏置电压值，由DAC模块输出直流电压，送入铌酸锂调制器的偏置电压电极3进行偏置电压设置。

本发明提出的外调制器任意偏置点稳定方法包括以下步骤：

步骤一：初始化数据采集板卡，控制DAC输出偏置电压对外调制器在整个周期内进行扫描，对应每一个偏置电压值V，通过第一ADC获得光接收机输出的直流分量——对应外调制器输出的平均光功率值P_D，通过第二ADC获得光接收机输出的交流分量——对应低频抖动信号波形S(t)；将采集到的数据送入计算机，计算机记录每个偏置电压对应的P_D值，同时通过离散傅氏变换的快速算法（FFT算法）计算得到S(t)的一次谐波分量I_1st；

步骤二：扫描完整个周期后，得到第一ADC采集的数据最小值为P_Dmin，更新每个偏置电压V对应的第一ADC输出数据为P_D’=P_D-P_Dmin，计算得到一次谐波分量I_1st与P_D’的比值R；

步骤三：找到两个R值为零时对应的相邻的偏置电压V1,V2,设V1<V2,此V1,V2分别对应外调制器传输曲线上的相邻的峰值点；将V1,V2之间的电压值根据扫描步长进行等分，即可得到传输曲线上面每一点对应的偏置电压V和对应的R值；

步骤四：找到预设偏置点对应的偏置电压为V_D，设置外调制器偏置电压为V_D，同时记录此偏置电压对应的R值；

步骤五：经过一段时间后，使用数据采集板卡重新采集第一ADC和第二ADC值，送入计算机计算出此时一次谐波分量与平均光功率的比值R’；

步骤六：比较R’与R是否相等，若不相等，改变直流偏置电压使R’=R；

步骤七：重复步骤五和步骤六。

以上实施方式仅用于说明本发明，而非对本发明的限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行各种组合、修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (6)

1.一种外调制器任意偏置点稳定装置，包括：激光器；可变光衰减器，用于接收激光器发出的激光，产生合适的光功率信号；信号源，用于产生电信号；驱动放大器，用于将信号源产生的电信号放大后输入射频电极（2），生成射频信号；铌酸锂调制器，用于接收可变光衰减器输出的光功率信号，以及经过射频电极（2）输出的射频信号，接收后调制成光信号；光耦合器，用于将铌酸锂调制器调制后的光信号分成两部分，其中一部分光信号通过主路输出；反馈控制部分，用于接收光耦合器分出的另一部分光信号，所述反馈控制部分包括低通滤波器，低频光接收机，一台带有ADC和DAC的数据采集板卡，一台计算机；

反馈控制部分中：低通滤波器，用于滤除光信号中的RF高频信号；低频光接收机，用于将低通滤波器输出的光信号转换为电信号，所述低频光接收机有直流和交流两个输出口，分别对应外调制器输出的平均光功率值和低频抖动信号波形；ADC，用于采集低频光接收机输出的外调制器输出的平均光功率值和低频抖动信号波形；计算机，用于处理ADC采集到的信息，然后根据处理结果设置一个偏置电压值；DAC，用于将计算机设置的偏置电压值经数模变换后送入铌酸锂调制器的偏置电压电极（3）进行偏置电压设置。

2.根据权利要求1所述的外调制器任意偏置点稳定装置，其特征在于，所述激光器为波长是1550nm的DFB激光器。

3.根据权利要求1所述的外调制器任意偏置点稳定装置，其特征在于，所述信号源可产生伪随机码和时钟信号。

4.根据权利要求1所述的外调制器任意偏置点稳定装置，其特征在于，所述低频光接收机为带宽是8MHz的光接收机。

5.根据权利要求1所述的外调制器任意偏置点稳定装置，其特征在于，所述光耦合器为90:10的光耦合器，分出10%的光信号送入反馈控制部分进行反馈控制，另外90%的信号通过主路输出。

6.根据权利要求1至5中任意一项所述的装置实现任意偏置点稳定的方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：初始化数据采集板卡，控制DAC输出偏置电压对外调制器在整个周期内进行扫描，对应每一个偏置电压值V，通过第一ADC获得光接收机输出的直流分量——对应外调制器输出的平均光功率值P_D，通过第二ADC获得光接收机输出的交流分量——对应低频抖动信号波形S(t)；将采集到的数据送入计算机，计算机记录每个偏置电压对应的P_D值，通过离散傅氏变换的快速算法计算得到S(t)的一次谐波分量I_1st；

步骤二：扫描完整个周期后，得到第一ADC采集的数据最小值为P_Dmin，更新每个偏置电压V对应的第一ADC输出数据为P_D’=P_D-P_Dmin，计算得到一次谐波分量I_1st与P_D’的比值R；

步骤三：找到两个R值为零时对应的相邻的偏置电压V1,V2,设V1<V2,此V1,V2分别对应外调制器传输曲线上的相邻的峰值点；将V1,V2之间的电压值根据扫描步长进行等分，得到传输曲线上面每一点对应的偏置电压V和对应的R值；

步骤四：找到预设偏置点对应的偏置电压为V_D，设置外调制器偏置电压为V_D，记录此偏置电压对应的R值；

步骤五：经过一段时间后，使用数据采集板卡重新采集第一ADC和第二ADC值，送入计算机计算出此时一次谐波分量与平均光功率的比值R’；

步骤六：比较R’与R是否相等，若不相等，改变直流偏置电压使R’=R；

步骤七：重复步骤五和步骤六。