CN104836443B - 谐振转换器***、控制器和控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了谐振转换器***、控制器和控制方法。在一个实施例中，谐振转换器控制器包括预测门极驱动电路，所述预测门极驱动电路被配置成产生预测门极驱动信号，所述预测门极驱动信号指示从用于控制谐振转换器***的第一逆变器开关的导通状态的第一驱动信号的上升沿到所述谐振转换器***的第一SR开关的同步整流器(SR)电流过零瞬间的持续时间，其中所述第一跟踪信号基于至少所述第一驱动信号和所述第一SR开关两端的电压降。所述谐振转换器控制器还可包括SR门极驱动收缩电路，所述SR门极驱动收缩电路被配置成产生SR门极驱动导通延迟信号，以响应于检测到所述谐振转换器***的负载电流需求的减小而增加SR导通时间的延迟。

Description

谐振转换器***、控制器和控制方法
优先权
本美国非临时性专利申请要求于2014年2月11日提交的名称为“ResonantConverter”(谐振转换器)的美国临时专利申请No.61/938,443的优先权。上述美国临时专利申请的全部内容以引用方式并入本文。
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器***，并且更具体地讲，涉及用于管理同步整流器(SR)的负SR电流的控制技术。
背景技术
谐振转换器***可用于将输入电压转换为所需特性的输出电压。这些***通常包括输入逆变器级、具有耦合至输入级的初级侧和耦合至输出同步整流器级的次级侧从而为负载提供输出电压的变压器。然而，在某些情况下，例如当负载电流需求减小时，可能通过整流器电路的开关感应产生负电流，这可引起开关噪声并降低效率。
发明内容
一般来讲，本公开提供了用于谐振转换器的控制技术。在一种控制技术中，谐振转换器的同步整流器(SR)部分的开关的打开延迟随负载电流需求的减小而增加。在一些实施例中，可基于对谐振转换器的初级侧的电流的测量结果来测量负载电流需求，而不是使用同步整流器的过零电流。对于低于转换器的第一级的谐振频率的开关频率而言，基于对应的初级侧开关的上升沿和对应的SR开关的关闭时间来控制谐振转换器的同步整流器(SR)部分的开关(SR开关)。这些控制技术减少或消除SR开关处的负电流，所述负电流可引起严重的开关噪声，从而导致控制电路发生故障并可显著影响整体输出稳定性。
附图说明
从下面对与要求保护的主题相符的实施例的详细描述中，要求保护的主题的特征和优点将显而易见，应当参照附图来理解这些详细描述，其中：
图1示出了符合本发明的各个实施例的谐振转换器***；
图2示出了符合本发明的一个实施例的示例性基于谐振的控制电路；
图3a、图3b、图3c示出了符合本发明的一个实施例的谐振转换器操作的各种信号的示例仿真波形。
虽然下面的具体实施方式将参照示例性实施例进行，但是这些实施例的多个替代形式、修改形式和变型对于本领域技术人员来说将显而易见。
具体实施方式
一般来讲，本发明提供了用于谐振转换器的控制技术。在一种控制技术中，谐振转换器的同步整流器(SR)部分的开关的导通延迟随负载电流需求的减小而增加。在一些实施例中，可基于对谐振转换器的一次侧的电流的测量结果来测量负载电流需求，而不是使用同步整流器的过零电流。对于低于转换器的第一级的谐振频率的开关频率而言，基于对应的一次侧开关的上升沿和对应的SR开关的关断时间来控制谐振转换器的同步整流器(SR)部分的开关(SR开关)。一般来讲，对于低于谐振操作而言，每个对应的SR开关将在每个对应的一次侧开关的下降沿之前关断，而每个对应的SR开关将在每个对应的一次侧开关的上升沿处导通。对于低于谐振操作而言，相应SR开关的传导时间通常是恒定的。在另一种控制技术中，对于高于转换器的第一级的谐振频率的开关频率而言，基于每个对应的SR开关上的电压的下降沿和上升沿来控制SR开关。一般来讲，对于高于谐振操作而言，每个对应的SR开关将在每个对应的一次侧开关的下降沿之后关断，而每个对应的SR开关将在每个对应的一次侧开关的上升沿之后导通。对于高于谐振操作而言，相应SR开关的传导时间可以是可变的。用这种方式，可以生成预测驱动控制信号以用于SR开关，从而防止在一次侧的开关频率迅速改变时SR开关的关断时间过早或过晚。因此，这些控制技术减少或消除SR开关处的负电流，所述负电流可引起严重的开关噪声，从而导致控制电路发生故障并可显著影响整体输出稳定性。
图1示出了符合本发明的各个实施例的谐振转换器***100。图1的转换器***100包括转换器电路102，该转换器电路包括一次侧级104和二次侧级106，所述一次侧级包括逆变器电路，所述二次侧级包括同步整流器(SR)电路。***100还包括控制一次侧104的逆变器开关Q1和Q2的操作的脉冲频率调制(PFM)控制器电路108，以及控制二次侧106的SR开关SR1和SR2的操作的基于谐振的SR控制器电路110。***100通常作为接收输入直流电压(VIN)并生成输出直流电压(Vo)的直流/直流谐振转换器电路进行操作。在一个实施例中，一次侧104的逆变器电路包括布置成半桥结构的两个开关Q1和Q2。开关Q1和Q2的导通状态分别受到由PFM控制器电路108生成的驱动信号PROURT1和PROUT2控制。可通过用于半桥电路的PFM操作的熟知方式来生成驱动信号PROUT1和PROUT2，例如使用电压控制振荡器(VCO)124。驱动信号可至少部分地基于来自输出Vo的反馈信息。时间延迟电路120、122可被配置成在驱动信号PROUT1和PROUT2之间提供延迟，以避免开关Q1和Q2的交叉导通(即，防止Q1和Q2同时开通)。
一次侧104包括谐振储能电路，该谐振储能电路包括变压器112、谐振电容器Cr和谐振电感器Lr。谐振储能电路进行操作以从开关Q1和Q2所产生的方波生成正弦波形。***100的谐振频率(f0)通常由谐振电容器Cr和谐振电感器Lr控制。一般来讲，直流/直流转换器***100的增益可由与谐振频率(f0)有关的开关Q1和Q2的开关频率(fs)来控制。在一些实施例中，***100的增益在fs<f0时较大，而在fs>f0时较小。当然，在其他实施例中，逆变器电路可包括例如全桥逆变器拓扑、推挽式逆变器拓扑、C类逆变器拓扑等和/或其他熟知的或后开发的电源拓扑。在其他实施例中，开关Q1和Q2的控制可包括例如脉冲宽度调制(PWM)技术和/或其他熟知的或后开发的电源控制技术等。
二次侧级106的同步整流器电路包括电耦接至变压器112的二次侧并被配置成作为变压器112的二次侧处的正弦信号的全波整流器进行操作的整流器开关SR1和SR2。SR开关可包括MOSFET装置，该MOSFET装置包括在源极中偏压至漏极方向的体二极管(如图所示)。开关SR1的导通状态由门极控制信号SRDRV1控制，而开关SR2的导通状态由门极控制信号SRDRV2控制。SR控制器电路110被配置成至少部分地基于一次侧开关控制信号PROUT1和PROUT2以及标记为SR1DS和SR2DS的SR开关的漏源电压而产生分别控制SR1和SR2的导通的门极控制信号SRDRV1和SRDRV2。控制器110被配置成产生控制信号SRDRV1和SRDRV2，使得体二极管导通时间最短，并且使得通过SR开关的负电流减少或消除，如下所述。积分电路114可被配置为电压电流转换器电路，所述电压电流转换器电路可连同以下相关部件：开关118、电容器116和峰值检测电路126，而被配置成提供对用于SR控制器电路110的峰值一次侧电流的估计，也如下文所述。
图2示出了符合本发明的一个实施例的示例性SR控制器110’。在该例子中，控制器110’用于基于一次侧门极控制信号PROUT1和SR1开关的漏源电压(SR1DS)生成控制SR1开关的导通状态的SRDRV1控制信号。应当理解，开始时，可以大体复制电路110’，以基于一次侧门极控制信号PROUT2和SR2开关的漏源电压(SR2DS)生成控制SR2开关的导通状态的SRDRV2控制信号。
控制器110’通常包括预测门极驱动电路240，其被配置成产生预测驱动信号PRD_DRV。PRD_DRV信号指示从PROUT1信号的上升沿至对应的SR1开关的关断时间的持续时间。该信息用于确定后续开关循环中SR1开关的关断时间。控制器110’还包括SR门极收缩电路250，其被配置成产生SR门极驱动导通延迟信号(也称为SR门极收缩信号或SHRNK)。SHRNK信号被配置成随着负载电流需求减小而增加SR1开关的导通延迟。PRD_DRV和SHRNK信号在218处相“与”，以生成控制SR1开关的导通状态的门极控制信号SRDRV1。
预测门极驱动电路240包括被配置成将SR1DS与阈值电压VTH1进行比较的第一比较器电路202。比较器电路202可包括滞后，以防止比较器因SR1DS电压的小波动、噪声影响的减小等而改变状态。阈值电压VTH1可被选择为使得比较器202在SR1DS电压改变状态时准确生成输出变化。预测门极驱动电路240还包括第一边沿触发触发器电路204，其被配置成基于门极控制信号PROUT1和比较器电路202的输出生成第一触发器输出信号Q和第二触发器输出信号Q’(互补输出)。当比较器202的输出低时(例如，当SR1DS低于VTH1时)并且PROUT1信号高时，Q信号高，其中Q在PROUT1的上升沿处被触发而变高。当比较器202的输出高时(当SR1DS高于VTH1时)，Q’高。上升计数器电路206被配置成在Q信号高时生成Q信号的运行时间计数。在图2中表示为Dn的运行计数提供在一次侧开关的当前循环中Q多久为高的持续时间计数。上升计数器电路206被配置成在Q信号的上升沿处开始计数，并且在Q’信号(其用来复位上升计数器电路206)的上升沿处停止计数。运行计数信号Dn表示在PROUT1信号的当前循环中来自触发器204的Q信号的持续时间，以所有计时均基于的时钟单位表示。该时钟信号称为HFCLK即高频时钟。
预测门极驱动电路240还包括被配置成将运行计数信号Dn存储为Qn的寄存器电路208。寄存器208存储比较器202的输出的上升沿处的Qn值。减法器电路212被包括并且被配置成从Qn中减去预定时间段DT。减法器212的输出在图2中被标记为Bn。DT的值可被选择为例如使得SR开关的导通时间不会重叠。第二比较器(数字比较器)电路214用来比较Dn(在比较器214处标记为An)和Bn。An表示PROUT1信号的当前循环(n+1)，Bn表示PROUT1信号的先前循环(n)。如果An＝Bn，则214的输出变高，否则214的输出保持为低。预测门极驱动电路240还包括第二边沿触发触发器电路216，其被配置成基于第一比较器电路202(经由用PROUT1信号进行门控的反相器电路210)的反相输出和第二比较器电路214的输出生成第一触发器输出信号Q和第二触发器输出信号Q’(互补输出)。216的Q输出在LD信号的上升沿处变高，并在An不等于Bn时保持为高(当An＝Bn时，触发器216被复位，并且Q输出低)。触发器电路的Q输出在图2中被标记为PRD_DRV。
控制器110’通常还包括SR门极收缩电路250，其被配置成随着负载电流需求减小而增加SR1开关的导通延迟。SR门极收缩电路250可被配置成接收V_ICS.PK信号，其表示基于通过一次侧(Q2)的电流的测量结果的负载电流需求。重新参见图1，电压电流转换器电路114在Q2处感测到电压，并将该电压转换为成比例的电流(例如使用积分)，该电流为电容器C_ICS 116充电。该电容器电压V_ICS.PK的峰值(其通过峰值检测电路126测量)和与VIN相关联的输入功率成比例。当VCO 124变高以允许对电容器116进行充电时，MOSFET 118导通。相似地，当VCO变低而导致电容器116对地放电在准备VCO的下一个循环时，MOSFET 118关断。可基于该输入功率估值(V_ICS.PK)来控制SR开关的导通延迟，并且该导通延迟可随负载的减小而增加。因此，在正电流通过SR开关之前，SR开关不导通，从而避免了与通过SR开关的负电流相关联的效率降低影响。应当理解，对通过SR开关的电流进行直接测量可能是困难的，在过零附近时尤为如此。因此，如上所述本发明的实施例在Q2处测量一次侧电流来估计SR电流。
SR门极收缩电路250包括减法电路252以计算V_ICS.PK信号与所提供的第二阈值电压VTH2之间的差值，其表示负载的百分比(例如，全功率的20％、全功率的40％等)。当转换器在低于VTH2阈值的情况下工作时，采用SR开关的另外的导通延迟。上升计数器电路258被配置成产生对应于PROUT1高时的运行时间计数。当PROUT1高时，计数器启用。当PROUT1变低时，计数器停止并复位。输出Dn是指示PROUT1导通的时间长度的位流，其被提供至比较器260的Bn输入。SR门极收缩电路250还包括模数(A-D)转换器256，用于将V_ICS.PK与VTH2之间的差值数字化，该差值将提供至比较器260的An输入端。
比较器260被配置成按如下方式产生SHRNK信号。如果V_ICS.PK大于VTH2，则A/D转换器256输出Qn为零，并且比较器260输出(SHRNK)保持为高，前提是PROUT1为高，这不提供导通延迟。这与基于负载状态来调节SR开关的导通的期望是一致的。如果V_ICS.PK小于VTH2，则A/D输出(Qn)表示所提供功率低于阈值的程度。当V_ICS.PK减小时，Qn增加，指示供给负载的功率在减小。当Qn增加时，比较器输出SHRNK保持为低，这继而使SRDRV1为低从而使SR导通延迟。SR导通延迟继续，直到SHRNK再次变高，例如由于V_ICS.PK增加回到高于VTH2的值。
图3a、图3b、图3c示出了在符合本发明的一个实施例的多个负载状态(分别为100％、40％和20％)下各种信号的示例仿真波形。继续参见图1和图2，仿真波形302-312示出了通过多个循环的各种信号波形。波形302示出了变压器112的一次侧两端的电压。波形304示出了在电感器Lr和变压器112一次侧这二者两端的电压。可以看出，在该示例中，电压302在较高负载(图3a和图3b)下被钳位在200伏，但在较低负载(图3c)下开始反映波形304。波形306示出了图1的二次侧电路106中所示的ISR电流。波形308示出了SR门极驱动信号。波形310示出了通过变压器112的一次侧的电流。波形312示出了ICS信号，其被示出为与图1的电路114相关联。
术语“开关”可体现为本领域中已知的MOSFET开关(例如，单独的NMOS和/或PMOS元件)、BJT开关和/或其他开关电路。另外，如本文的任何实施例中所用的“电路”可包括例如单独的或任意组合的硬连线电路、可编程电路、状态机电路和/或包括在较大***中的电路，例如可被包括在集成电路中的元件。此外，本文所述的示例性实施例按照惯例使用了在门极控制信号为高时导通并且在门极控制信号为低时关断的某些类型的装置，例如NMOS开关。在其他实施例中，可以使用低电平有效的装置(例如PMOS装置)。在此类实施例中，本文所述的时序和信号图将变为反映低电平有效装置的操作，这在本领域是众所周知的。
根据一个方面，提供了谐振转换器***。谐振转换器***可包括变压器电路，该变压器电路包括一次侧和二次侧；耦接至一次侧的第一级电路，该第一级电路包括具有第一逆变器开关、第二逆变器开关和谐振储能电路的逆变器电路、被配置成产生分别控制第一逆变器开关和第二逆变器开关的开通与关断时间的第一驱动信号和第二驱动信号的脉冲频率调制(PFM)控制器电路；耦接至二次侧的第二级电路，该第二级电路包括具有分别对应于第一逆变器开关和第二逆变器开关的第一SR开关和第二SR开关的同步整流器(SR)电路，和被配置成基于至少第一驱动信号和第二驱动信号生成分别控制第一SR开关和第二SR开关的开通与关断时间的控制信号，并且还被配置成响应于检测到谐振转换器***的负载电流需求的减小而增加所述导通时间的延迟的SR控制器电路。
根据另一个方面，提供了谐振转换器控制器。谐振转换器控制器可包括预测门极驱动电路，该预测门极驱动电路被配置成产生预测门极驱动信号，该预测门极驱动信号指示从用于控制谐振转换器***的第一逆变器开关的导通状态的第一驱动信号的上升沿到谐振转换器***的第一SR开关的同步整流器(SR)电流过零瞬间的持续时间，其中所述第一跟踪信号基于至少第一驱动信号和第一SR开关两端的电压降。谐振转换器控制器还可包括SR门极驱动收缩电路，该SR门极驱动收缩电路被配置成产生SR门极驱动导通延迟信号，以响应于检测到谐振转换器***的负载电流需求的减小而增加SR导通时间的延迟。
根据另一个方面，提供用于控制谐振转换器***的操作的方法。该方法可包括在谐振转换器***的第一级中生成分别控制第一逆变器开关和第二逆变器开关的开通与关断时间的第一驱动信号和第二驱动信号；在谐振转换器***的第二级中确定第一同步整流器(SR)开关和第二同步整流器(SR)开关中每一者两端的电压降，第一SR开关和第二SR开关分别对应于第一逆变器开关和第二逆变器开关；基于至少第一驱动信号和第二驱动信号以及第一SR开关和第二SR开关两端的电压降生成分别控制第一SR开关和第二SR开关的开通与关断时间的控制信号；检测谐振转换器***的负载电流需求的减小以及响应于所述检测增加导通时间的延迟。
本文中采用的术语和表达方式作为描述而非限制的术语使用，并且在使用此类术语和表达方式的过程中，不旨在排除示出和描述的特征(或其一部分)的任何等同物，并且已经认识到，各种修改形式可落入权利要求书的范围内。因此，权利要求书旨在涵盖所有此类等同物。已在本文中描述了各种特征、方面和实施例。这些特征、方面和实施例容许存在相互组合以及变型形式和修改形式，如本领域技术人员将理解的那样。因此，本公开应被视为涵盖此类组合、变型形式和修改形式。

Claims (14)

1.一种谐振转换器***，包括：
变压器电路，所述变压器电路包括一次侧和二次侧；
耦接至所述一次侧的第一级电路，所述第一级电路包括具有第一逆变器开关、第二逆变器开关和谐振储能电路的逆变器电路；
脉冲频率调制PFM控制器电路，所述脉冲频率调制PFM控制器电路被配置成产生分别控制所述第一逆变器开关和所述第二逆变器开关的开通与关断时间的第一驱动信号和第二驱动信号；
耦接至所述二次侧的第二级电路，所述第二级电路包括具有分别对应于所述第一逆变器开关和所述第二逆变器开关的第一SR开关和第二SR开关的同步整流器SR电路；
SR控制器电路，所述SR控制器电路被配置成基于至少所述第一驱动信号和所述第二驱动信号生成分别控制所述第一SR开关和所述第二SR开关的所述开通与关断时间的控制信号，并且还被配置成响应于检测到所述谐振转换器***的负载电流需求的减小而增加导通时间的延迟；
积分电路，所述积分电路被配置成将通过所述第二逆变器开关的测量电流转换为电压；以及
峰值检测电路，所述峰值检测电路被配置成检测所转换的电压的峰值以估计所述负载电流需求，
其中所述SR控制器电路还被配置成基于所检测的电压的峰值与阈值电压之间的差值生成门极驱动导通延迟信号，所述阈值电压表示所述谐振转换器***的满功率负载的百分比。
2.根据权利要求1所述的谐振转换器***，其中所述SR控制器电路还被配置成生成用于所述第一SR开关和所述第二SR开关中的每个的预测门极驱动信号，所述预测门极驱动信号具有从对应的逆变器开关的驱动信号的上升沿到对应的所述第一SR开关或所述第二SR开关的SR电流过零瞬间的持续时间。
3.根据权利要求2所述的谐振转换器***，其中所述SR控制器电路还被配置成基于至少所述预测门极驱动信号和所述门极驱动导通延迟信号的逻辑“与”的结果来关断所述第一SR开关和所述第二SR开关中的每个。
4.根据权利要求1所述的谐振转换器***，其中响应于检测到负载电流需求减小的所述导通时间的增加的延迟防止了负电流通过所述第一SR开关和所述第二SR开关。
5.根据权利要求1所述的谐振转换器***，其中所述PFM控制器电路还被配置成利用基于至少所述谐振转换器***的输出电压的反馈生成所述第一驱动信号和所述第二驱动信号。
6.一种谐振转换器控制器，包括：
预测门极驱动电路，所述预测门极驱动电路被配置成产生预测门极驱动信号，所述预测门极驱动信号指示从用于控制谐振转换器***的第一逆变器开关的导通状态的第一驱动信号的上升沿到所述谐振转换器***的第一SR开关的同步整流器SR电流过零瞬间的持续时间，其中所述预测门极驱动信号基于至少所述第一驱动信号和所述第一SR开关两端的电压降；
SR门极驱动收缩电路，所述SR门极驱动收缩电路被配置成产生门极驱动导通延迟信号，以响应于检测到所述谐振转换器***的负载电流需求的减小而增加SR导通时间的延迟；
积分电路，所述积分电路被配置成将通过第二逆变器开关的测量电流转换为电压；以及
峰值检测电路，所述峰值检测电路被配置成检测所转换的电压的峰值以估计所述负载电流需求；
其中所述SR门极驱动收缩电路还被配置成基于所检测到的电压的峰值与阈值电压之间的差值生成所述门极驱动导通延迟信号，所述阈值电压表示所述谐振转换器***的满功率负载的百分比。
7.根据权利要求6所述的谐振转换器控制器，其中所述预测门极驱动电路包括至少模拟比较器、第一边沿触发的触发器、计数器、寄存器、反相器、数字比较器和第二边沿触发的触发器。
8.根据权利要求6所述的谐振转换器控制器，其中所述SR门极驱动收缩电路包括至少模拟减法电路、计数器、模数转换器和数字比较器。
9.根据权利要求6所述的谐振转换器控制器，还包括至少含逻辑“与”运算的逻辑电路，所述逻辑电路被配置成接收所述预测门极驱动信号和所述门极驱动导通延迟信号并生成所述第一SR开关的控制信号。
10.一种谐振转换器控制方法，包括：
在谐振转换器***的第一级中生成分别控制第一逆变器开关和第二逆变器开关的开通与关断时间的第一驱动信号和第二驱动信号；
在所述谐振转换器***的第二级中确定第一SR开关和第二SR开关中每一者两端的电压降，所述第一SR开关和所述第二SR开关分别对应于所述第一逆变器开关和所述第二逆变器开关；
基于至少所述第一驱动信号和所述第二驱动信号以及所述第一SR开关和所述第二SR开关两端的电压降生成分别控制所述第一SR开关和所述第二SR开关的开通与关断时间的控制信号；
检测到所述谐振转换器***的负载电流需求的减小；并且
响应于所述检测增加导通时间的延迟；
测量通过所述第二逆变器开关的电流，基于对测量的通过所述第二逆变器开关的电流的积分将测量的通过所述第二逆变器开关的电流转换为电压，并且基于所述电压的检测峰值估计所述负载电流需求；以及
基于所述电压的检测峰值与阈值电压之间的差值生成门极驱动导通延迟信号，所述阈值电压表示所述谐振转换器***的满功率负载的百分比。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：
生成用于所述第一SR开关和所述第二SR开关中的每个的预测门极驱动信号，所述预测门极驱动信号具有从对应的逆变器开关的驱动信号的上升沿到对应的所述第一SR开关或所述第二SR开关的SR电流过零瞬间的持续时间。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
基于至少所述预测门极驱动信号和所述门极驱动导通延迟信号的逻辑“与”的结果来关断所述第一SR开关和所述第二SR开关中的每个。
13.根据权利要求10所述的方法，其中响应于检测到负载电流需求减小的所述导通时间的增加的延迟防止了负电流通过所述第一SR开关和所述第二SR开关。
14.根据权利要求10所述的方法，还包括：
利用基于至少所述谐振转换器***的输出电压的反馈生成所述第一驱动信号和所述第二驱动信号。
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