CN104796006A - 一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于单相二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***，α相降压变压器(2)的二次绕组经连接电抗(4)与二极管钳位多电平整流器的输入端并联，二极管钳位多电平逆变器输出端经连接电抗(5)与β相降压变压器(3)的二次绕组并联，并联输出接入牵引网，为负载供电。其信号控制器(7)主要采集的是负载电流Iload、α与β两相电压的相位信号，直流侧电容电压Vdc，通过控制电路控制电流Iα、Iβ相等，从而保证网侧三相电流平衡。本发明在高压大功率场合中应用时，能降低了器件承受的开关应力，减小器件的开关损耗，同时降低了电路运行中的du/dt、di/dt和输出波形谐波含量等，提高了电路的容量、等级及效率，使得电路功能更有优势，同时能使整个***损耗小、寿命长，其维修率大大降低。

Description

一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***
技术领域
本发明涉及一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***。
背景技术
电气化铁路的牵引负荷为单相交流负荷，使牵引供电***三相严重不平衡，并且存在无功电流。为了降低三相不平衡的影响，平衡变压器采用换相连接，这样导致各供电区段电压不同，所以必须用分相绝缘器分隔。分相绝缘器限制了机车平滑连续地受流，成了供电的薄弱环节，制约了高速、重载铁路的发展。而同相供电技术，从根本上解决了电分相问题，通过实时检测***的综合补偿电流，控制有源滤波器，平衡三相，滤除无功电流，使平衡变压器的原边不再轮换。在补偿装置的作用下，解决了***的三相不平衡问题，同时补偿了无功和谐波。传统同相供电***中，采用单相全桥两电平背靠背变换器的结构，可避免电分相，实现三相平衡，补偿无功、谐波。近年来，工业应用中对大容量功率变换器装置的需求日益增加，传统的两电平变换器在高压大容量应用中，除了少数场合采用交交变频方式，通常采用将低压小容量变换器通过采用多重化的技术获得高压大功率，或者在交流输入和输出侧采用变压器升降压，中间环节还是低压变压器。这两种方式都采用了笨重、昂贵、耗能的变压器，后者会出现中间环节电流过大，效率下降，可靠性降低，能量传输困难等诸多问题。而且，两电平电路为了得到高质量的输出波形，提高了开关频率，这样会使得开关有很大的损耗，而且会有很大的du/dt和浪涌电压。相对于二电平背靠背变换器而言，多电平背靠背变换器的输出电压谐波含量少，接近于正弦波，波形质量明显要好，实现了效率的提高，同时，若为N电平变换器，则多电平背靠背变换器中直流电压Vd由N-1个开关器件分担，开关器件所承担的电压值降低，适用于大功率的场合。对于全桥结构，也能使***损耗小、寿命长，维修率大大降低。
发明内容
本电路设计的目的是将单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器用于同相供电***，提高了电路的容量和电压等级，使电路工作更稳定，电路功能更 有优势并且***损耗小、寿命长、维修率大大降低。
本电路结构解决目前阶段的存在问题，所采用的技术方案为：
一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***，包括平衡变压器1、α相降压变压器2、β相降压变压器3、α相连接电抗4、β相连接电抗5、单相全桥多电平背靠背变换器6，其中：
a、平衡变压器1输入端La，Lb，Lc分别接三相电网的a，b，c三相，输出α、β两相，α相输出与降压变压器2一次绕组相连，β相输出与降压变压器3一次绕组相连；单相全桥多电平背靠背变换器6由二极管钳位多电平整流器与二极管钳位多电平逆变器背靠背组成；α相降压变压器2二次绕组经连接电抗4与二极管钳位多电平整流器的输入端并联，二极管钳位多电平逆变器输出端经连接电抗5与β相降压变压器3二次绕组并联，并联输出接入牵引网，为负载供电；
b、信号控制电路7主要采集负载电流Iload、α与β两相电压的相位信号和直流侧电容电压Vdc，通过预测电流控制方法产生PWM驱动信号控制变换器6的开关通断，从而使电流两臂电流Iα、Iβ相等，保证网侧三相电流平衡。
与现有技术相比，本设计电路的有益效果是：单相全桥多电平背靠背变换器拓扑由于自身结构的优点，在开关器件承受相对两电平结构N分之一压降(N为电平数)和更低的开关频率情况下，得到与两电平相同或者更好的波形。多电平拓扑在高压大功率场合中应用时，一方面降低了器件承受的开关应力，减小器件的开关损耗；另一方面降低了电路运行中的du/dt、di/dt和输出波形谐波含量，同时由于全桥的稳定性的优点，使整个***损耗小、寿命长，维修率大大降低。因此，在同相供电***中采用单相全桥多电平背靠背变流器的结构，提高电路容量和电压等级，使得电路功能更有优势。
下面结合附图和具体实施方式对本设计新型作进一步详细说明。
附图说明
图1是基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***简要图。
图2是基于单相全桥二极管钳位三电平背靠背变换器的同相供电***。
图3是单相全桥二极管钳位多电平变换器的结构图。
图4是本***有功、无功、谐波检测的基本框图。
图5是本***预测电流控制方法的控制框图。
具体实施方式
本发明应用于同相供电***中的单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器。包括平衡变压器1、α相降压变压器2、β相降压变压器3、α相连接电抗4、β相连接电抗5、多电平全桥二极管钳位单相-单相变换器6(见图1)。以单相全桥二极管钳位三电平背靠背变换器为例(见图2)，其中：
a、平衡变压器1输入端La，Lb，Lc分别接三相电网的a，b，c三相，输出α、β两相，α相输出与降压变压器2一次绕组相连，β相输出与降压变压器3一次绕组相连；单相全桥三电平背靠背变换器6由二极管钳位三电平整流器与二极管钳位三电平逆变器背靠背组成；α相降压变压器2二次绕组经连接电抗4与二极管钳位三电平整流器的输入端并联，二极管钳位三电平逆变器输出端经连接电抗5与β相降压变压器3二次绕组并联，并联输出接入牵引网，为负载供电。
b、假设背靠背变换器输出电压的电平数为N(N≥3)，N电平单相全桥背靠背变换器由N电平整流器和N电平逆变器组成，各为两个桥臂。则直流分压电容的个数为N-1个，每个桥臂主功率开关管的串联个数为2*(N-1)个，钳位二极管的个数为2*(N-2)个。其N电平整流器的输入端an1-an2经连接电抗与α相的降压变压器的二次绕组并联；其N电平逆变器的输出端bn1-bn2经连接电抗与β相降压变压器二次绕组并联，且β相降压变压器二次绕组接入牵引网，为负载供电。(见图3)
实施例：
图1示出，本发明的一种具体实施方式为：一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***，包括平衡变压器1、α相降压变压器2、β相降压变压器3、α相连接电抗4、β相连接电抗5、单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器6。其中：
平衡变压器(1)的输入端La，Lb，Lc分别从三相电网的a，b，c三相取电，输出α、β两相，α相输出与降压变压器2一次绕组相连，β相输出与降压变压器3一次绕组相连。其多电平单相全桥背靠背变换器6由二极管钳位多电平整流器与二极管钳位多电平逆变器背靠背组成。α相降压变压器2的二次绕组经连接电抗4与二极管钳位多电平整流器的输入端并联，二极管钳位多电平逆变 器输出端经连接电抗5与β相降压变压器3的二次绕组并联，并联输出接入牵引网，为负载供电。
信号控制器7中有功、无功、谐波的检测过程(见图4)：Vref为直流侧电容电压给定值，Vdc为直流侧电容电压实际值。平衡变压器1的输入端La、Lb、Lc分别从三相电网的a、b、c三相取电，输出α、β两相，此时α相电压和β相电压相等，并且相位相差90°，α相降压变压器2的二次绕组经连接电抗4与二极管钳位多电平整流器的输入端并联，二极管钳位多电平逆变器输出端经连接电抗5与β相降压变压器3的二次绕组并联。负载电流Iload由有功电流ip、无功电流iq和谐波电流组成，通过锁相环得到α、β两相电压Vα与Vβ的相位角，负载电流Iload分别乘以Vα与Vβ相位的正弦与余弦值后，通过低通滤波器，得到负载电流一半的有功电流值和一半的无功电流值，用负载电流减去总的有功和无功电流即得到谐波电流值。控制变换器开关，使β相桥臂输出一半的有功电流、全部无功电流和谐波电流；α相桥臂输入一半的有功电流，同时将直流侧电压转换为给定电流的一部分加入控制，从而保证直流侧电压的恒定。该背靠背变换器的有功能量是双向控制的，无功与谐波是β桥臂独立控制的，从而补偿负载无功与谐波电流，使平衡变压器1输出的两相电流相等，最终实现网侧三相电压的稳定。
信号控制器7中通过预测电流控制产生PWM驱动信号的工作过程(见图5)：采用预测电流控制方法，在一个PWM开关周期T中，使得实际网侧电流iN(t+T)与指令电流i*(t)相等，从而产生PWM驱动信号，控制变换器(6)的开关管通断。

Claims (1)

1.一种基于单相全桥二极管钳位多电平背靠背变换器的同相供电***，包括平衡变压器(1)、α相降压变压器(2)、β相降压变压器(3)、α相连接电抗(4)、β相连接电抗(5)、单相全桥多电平背靠背变换器(6)；其特征在于：
a、平衡变压器(1)输入端La，Lb，Lc分别接三相电网的a，b，c三相，输出α、β两相，α相输出与降压变压器(2)一次绕组相连，β相输出与降压变压器(3)一次绕组相连；单相全桥多电平背靠背变换器(6)由二极管钳位多电平整流器与二极管钳位多电平逆变器背靠背组成；α相降压变压器(2)二次绕组经连接电抗(4)与二极管钳位多电平整流器的输入端并联，二极管钳位多电平逆变器输出端经连接电抗(5)与β相降压变压器(3)二次绕组并联，并联输出接入牵引网，为负载供电；
b、信号控制电路(7)主要采集负载电流Iload、α与β两相电压的相位信号和直流侧电容电压Vdc，通过预测电流控制方法产生PWM驱动信号控制变换器(6)的开关通断，从而使电流两臂电流Iα、Iβ相等，保证网侧三相电流平衡。
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