CN104584405B - 开关控制电路以及开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种能够实现节省空间化、低成本化的用于规定的开关电源装置中的开关控制电路。并且，本发明所涉及的电压检测电路(4)由差动放大部(13)以及H检测滤波电路(14)构成，差动放大部(13)将输入电压(V1)以及一次侧电压(V2)之间的电位差放大而得到差动放大电压(V3)。H检测滤波电路(14)提取差动放大电压(V3)的低频成分而输出检测电压(V4)。DC/DC控制IC(15)将基于检测电压(V4)对脉冲宽度进行整形而得到的PWM信号(S15)输出至晶体管(Q11)的控制电极，由此控制晶体管(Q11)的导通/截止动作。

Description

开关控制电路以及开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种开关控制电路，该开关控制电路用于具有变压器以及开关元件的规定的开关电源装置中。
背景技术
通常，作为回扫方式的DC/DC转换器即开关电源装置，例如，在专利文献1中公开了第1种结构，该第1种结构将独立于变压器的1次绕组以及2次绕组而设置的辅助电源绕组的绕组电压进行整流，将整流后的电压作为朝向PWM电路的反馈信号而输入。另外，在所述专利文献1中公开了第2种结构，该第2种结构使用光电耦合器来实现与从二次绕组整流出的电压之间的绝缘，作为反馈信号输入至一次绕组侧的PWM(Pulse Width Modulation)电路。
专利文献1：日本特开2006－246679号公报
发明内容
在需要多个绝缘DC/DC转换器(开关电源装置)的通用IPM(Intelligent PowerModule)、车载用IPM、IGBT驱动电路中，在使用专利文献1所公开的现有的开关电源装置的情况下，为了从1个电源变压器得到多个输出，需要确保额外的绝缘空间。
另外，如果为了避免出现额外的绝缘空间，而采用分布式电源***(对逆变器的各相单独配置开关电源装置)，则每个电源(装置)都需要用于控制的反馈信号。因此，存在如下问题，即，需要用于得到反馈信号的专用的绕组(上面第1种结构中的辅助电源绕组)，或者由光电耦合器等构成的绝缘反馈电路(上面第2种结构)，安装空间增大、整体的电源电路成本上升。
本发明就是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种能够实现节省空间化、低成本化的用于规定的开关电源装置的开关控制电路。
本发明所涉及的开关控制电路，其用于规定的开关电源装置中，所述规定的开关电源装置包含：变压器，其具有一次绕组部以及二次绕组部；以及开关元件，其通过导通/截止动作，将直流输入电压变换成交流电压，并供给至所述一次绕组部，所述开关控制电路具有：差动放大部，其将所述一次绕组部的两端的电压进行差动放大而得到放大电压；滤波电路，其提取所述放大电压中的低频成分而得到检测电压；以及动作控制部，其基于所述检测电压，执行对所述开关元件的导通/截止动作进行控制的控制处理。
发明的效果
本发明的开关控制电路基于下述检测电压，通过动作控制部执行对开关元件的导通/截止动作进行控制的控制处理，所述检测电压是使得一次绕组部的两端的电压经由差动放大部以及滤波电路进行处理而得到的。
如上所述，能够通过由规定的开关电源装置的一次绕组部侧的差动放大部以及滤波电路构成的比较简单的电路结构，得到开关元件的控制用的检测电压，因此，本发明的开关控制电路能够实现低成本化、小型化、轻量化以及节约资源化，并且能够控制开关元件的导通/截止动作。
本发明的目的、特征、方案、以及优点通过下面的详细说明和附图，会变得更加明了。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1即电源电路的结构的电路图。
图2是表示实施方式1的H检测滤波电路的检测动作的说明图。
图3是表示本发明的实施方式2即电源电路的结构的电路图。
图4是表示实施方式2的第1变形例的效果的时序图。
图5是表示实施方式2的第2变形例的效果的时序图。
图6是表示本发明的实施方式3即电源电路的结构的电路图。
图7是表示本发明的实施方式4即电源电路的结构的电路图。
图8是表示本发明的实施方式5即电源电路的结构的电路图。
图9是表示实施方式5的振荡电路的振荡栅极信号输出动作的时序图。
图10是表示本发明的实施方式6即电源电路的结构的电路图。
图11是表示由实施方式6的比较电路进行的加工振荡信号的输出动作的时序图。
图12是表示本发明的实施方式7即电源电路的结构的电路图。
图13是表示本发明的实施方式8即电源电路的结构的电路图。
图14是表示本发明的实施方式9即电源电路的结构的说明图。
具体实施方式
<实施方式1>
图1是表示本发明的实施方式1即电源电路1(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，电源电路1具有作为主要结构部的变压器8、(NMOS)晶体管Q11、电压检测电路4、DC/DC控制IC15、电容器C11、C12、以及二极管D11、D12。
变压器8具有一次绕组部11以及二次绕组部12，一次绕组部11以及二次绕组部12彼此绕线的方向不同。一次绕组部11的一端(图1的上部侧)连接在电源Vcc与电容器C11的一侧电极之间的节点N11上。而且，电容器C11的另一侧电极接地。一次绕组部11的另一端与晶体管Q11的一侧电极、二极管D11的阴极连接，晶体管Q11的另一侧电极以及二极管D11的阳极接地。从一次绕组部11的一端得到的电压是经由节点N11供给的直流的输入电压V1，从一次绕组部11的另一端得到的电压是一次侧电压V2。
二次绕组部12的一端(图1的上部侧)与二极管D12的阳极连接，二极管D12的阴极与电容器C12的一侧电极连接。二次绕组部12的另一端与电容器C12的另一侧电极连接。从电容器C12的一侧电极(二极管D12的阴极)得到的电压是二次侧电压Vout。
电压检测电路4由差动放大部13以及H检测滤波电路14构成，在差动放大部13中，作为负输入而接收输入电压V1，作为正输入而接收一次侧电压V2，将电压V1、V2的电位差放大而得到差动放大电压V3。
H检测滤波电路14由二极管D14、电阻R14、以及电容器C14构成。二极管D14的阳极接收差动放大部13的输出即差动放大电压V3，阴极与电阻R14的一端连接，电阻R14的另一端经由电容器C14接地，并且作为检测电压V4而输出。
如上所述结构的H检测滤波电路14提取差动放大电压V3的低频成分而输出检测电压V4。该检测电压V4具有反映出差动放大电压V3的“H”电平部分即回扫电压ΔV的电压值。
DC/DC控制IC15将PWM信号S15输出至晶体管Q11的控制电极，该PWM信号S15是基于检测电压V4对脉冲宽度进行整形而得到的。
这些电压检测电路4以及DC/DC控制IC15是对电源电路1的晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的开关控制电路。
晶体管Q11是N型的MOS晶体管，因此，在PWM信号S15为“H”期间成为导通状态，在“L”期间成为截止状态。能够通过该晶体管Q11的导通/截止动作，将输入电压V1变换成交流的一次侧电压V2而向一次绕组部11供给。
为了测量由于变压器8的二次绕组部12侧的电压的变动而产生的一次侧电压V2中的回扫电压ΔV，如图1所示，在回扫方式的DC/DC转换器即电源电路1中设置有反馈用的电压检测电路4，该电压检测电路4由H检测滤波电路14、和与变压器8的一次绕组部11的两端的电压V1、V2差动连接的差动放大部13构成。
图2是表示实施方式1的H检测滤波电路14的检测动作的说明图。如该图(a)所示，在一次侧电压V2中存在产生回扫电压ΔV的期间。由此，能够将差动放大电压V3中的回扫电压ΔV部分作为正电压而得到，最终得到具有反映出回扫电压ΔV的电压值的检测电压V4。
通常，一次绕组部11以及二次绕组部12的电压的关系由下面的公式(1)表示。
Vout+Vf1＝△V/N1·N2…(1)
公式(1)含义如下，即，二次侧电压Vout与二次绕组部12侧所接收的回扫电压Vf1的和，由一次绕组部11侧所接收的回扫电压ΔV与一次绕组部11的匝数N1和二次绕组部12的匝数N2的比(N2/N1)的乘积值决定。
由此，DC/DC控制IC15能够根据检测电压V4识别上述回扫电压ΔV，并应用公式(1)，将可得到所希望的二次侧电压Vout的PWM信号S15输出，由此执行对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理。
如上所述，根据在一次绕组部11的一次侧电压V2中产生的回扫电压ΔV和一次绕组部11以及二次绕组部12的变压器绕组比(N2/N1)而运算二次绕组部12侧的二次侧电压Vout，由此DC/DC控制IC15能够进行反馈控制，使得二次侧电压Vout成为控制目标电压。
如上所述，实施方式1的电源电路1中的所述开关控制电路(电压检测电路4+DC/DC控制IC15)基于检测电压V4，通过DC/DC控制IC15(动作控制部)执行对开关元件即晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理，其中，该检测电压V4是使得一次绕组部11的两端的电压V1、V2经由差动放大部13以及H检测滤波电路14进行处理而得到的。
由此，电源电路1的所述开关控制电路能够通过由一次绕组部11侧的差动放大部13以及H检测滤波电路14构成的比较简单的电路结构的电压检测电路4，得到晶体管Q11的控制用的检测电压。因此，实施方式1的所述开关控制电路能够实现低成本化、小型化、轻量化以及节约资源化，并且能够通过DC/DC控制IC15的PWM信号S15对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制。
因此，不需要如现有技术那样，呈现出使用反馈用的绕组而得到检测电压的现有的第1种结构，或者在一次绕组部侧通过光电耦合器得到检测电压的第2种结构。其结果，与所述第1种结构相比能够实现变压器的端子削减，与所述第2种结构相比不需要反馈用的光电耦合器，因此，具有能够实现与具有所述开关控制电路的电源电路1相关的低成本化/小型化/轻量化/节约资源化的效果。
<实施方式2>
图3是表示本发明的实施方式2即电源电路2(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，电源电路2在取代DC/DC控制IC15而设置有三角波发生电路16以及比较电路17这一点上与图1所示的实施方式1的电源电路1不同。下面，对与实施方式1相同的结构部分标注相同的标号，并适当地省略其说明。
三角波发生电路16将三角波信号S16a或者充放电信号S16b作为基准信号S16输出至比较电路17，该三角波信号S16a或者充放电信号S16b是以最小电压VN2(第1电压)为波谷、以最大电压VX2(第2电压)为波峰的波形按照固定周期随时间发生变换的信号。
比较电路17将基准信号S16与检测电压V4相比较，并将比较结果是“H”/“L”的PWM信号S17输出至晶体管Q11的控制电极。
关于上述结构的实施方式2的电源电路2，与实施方式1的电源电路1相同地，上述开关控制电路(电压检测电路4+三角波发生电路16+比较电路17)基于电压检测电路4的检测电压V4，利用比较电路17(动作控制部)与DC/DC控制IC15相同地执行对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理，具有与实施方式1相同的效果。
并且，实施方式2的电源电路2通过将基准信号S16与检测电压V4相比较而得到PWM信号S17的比较电路17实现动作控制部，与DC/DC控制IC15相比，能够将电路结构简化，能够相应地实现电路整体的低成本化。
(第1变形例)
作为实施方式2的电源电路2的第1变形例，可以想到对比较电路17设置钳位功能的结构。
即，第1变形例中的比较电路17具有钳位功能，该钳位功能用于对检测电压V4进行钳位，使得检测电压V4的最小值比基准信号S16的最小电压VN2高。并且，比较电路17将钳位后的检测电压(V4+α)与基准信号S16相比较而得到PWM信号S17。
图4是表示实施方式2的第1变形例的效果的时序图。该图(a)～(c)表示比较电路17不具有钳位功能的情况，该图(d)～(f)表示比较电路17设置有钳位功能的情况。
如该图(a)所示，在检测电压V4在基准信号S16的最小电压VN2的附近变化的情况下，S16＞V4的关系始终成立，如该图(b)所示，PWM信号S17始终是“H”而晶体管Q11始终处于导通状态，如该图(c)所示，可能出现下述的控制异常状态，即，一次侧电压V2稳定在“0”附近而完全不产生回扫电压ΔV。
另一方面，在比较电路17具有上述钳位功能的情况下，如该图(d)所示，存在检测电压V4超过基准信号S16的最小电压VN2的期间，如该图(e)所示，由于在PWM信号S17中一定会产生呈“L”的期间，因此，晶体管Q11不会始终处于导通状态。因此，如该图(f)所示，在一次侧电压V2中一定会产生回扫电压ΔV，因而，能够可靠地避免产生控制异常状态的可能性。
此外，实际上检测电压V4如图2(c)那样进行变化，但图4是用于说明比较电路17的钳位功能的附图，因此，将检测电压V4单纯地表示成直线。
如上所述，实施方式2的第1变形例中的比较电路17具有上述钳位功能，因此，能够可靠地避免由PWM信号S17导致的将开关元件即晶体管Q11始终固定在导通状态的控制异常。
此外，在第1变形例中，示出使比较电路17具有上述钳位功能的例子，但还可以想到下述结构，即，使H检测滤波电路14具有上述钳位功能，或者在H检测滤波电路14与比较电路17之间设置具有上述钳位功能的钳位电路。
(第2变形例)
作为实施方式2的电源电路2的第2变形例，可以想到对比较电路17设置基准信号降低功能的结构。
即，三角波发生电路16具有基准信号降低功能，该基准信号降低功能用于使基准信号S16下降，使得基准信号S16的最小电压VN2小于或等于“0”V(最小电压VN2的最小值)。这样，比较电路17能够将最小值为比“0”小的VNα的基准信号S16与检测电压V4相比较而得到PWM信号S17。
图5是表示实施方式2的第2变形例的效果的时序图。该图(a)～(c)表示在三角波发生电路16中没有基准信号降低功能的情况，该图(d)～(f)表示在三角波发生电路16中设置有基准信号降低功能的情况。
如该图(a)所示，在检测电压V4在基准信号S16的最小电压VN2的附近变化的情况下，如该图(b)所示，PWM信号S17始终是“H”而晶体管Q11始终处于导通状态，如该图(c)所示，可能出现下述的控制异常，即，一次侧电压V2稳定在“0”附近，完全不产生回扫电压ΔV。
另一方面，在三角波发生电路16具有上述基准信号降低功能的情况下，如该图(d)所示，存在检测电压V4超过基准信号S16的最小电压VNα的期间，如该图(e)所示，在PWM信号S17中一定会产生呈“L”的期间，因此，晶体管Q11不会始终处于导通状态。因此，如该图(f)所示，在一次侧电压V2中一定会产生回扫电压ΔV，因而，能够可靠地避免产生控制异常状态的可能性。
此外，实际上检测电压V4如图2(c)那样进行变化，但图5是用于说明三角波发生电路16的基准信号降低功能的附图，因此，将检测电压V4单纯地表示成直线。
如上所述，实施方式2的第2变形例通过三角波发生电路16的基准电压下降功能，将基准信号S16的最小电压VN2(第1电压)设定成比检测电压V4的最小值(“0”V)低的电压，因此，能够可靠地避免由PWM信号S17导致的将晶体管Q11始终固定在导通状态的控制异常。
此外，在第2变形例中，示出在三角波发生电路16中具有基准电压下降功能的例子，但还可以想到下述结构，即，使比较电路17具有上述基准电压下降功能，或者在三角波发生电路16与比较电路17之间***具有所述基准电压下降功能的电路。
<实施方式3>
图6是表示本发明的实施方式3即电源电路组30(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，电源电路组30由n个(n≥2)电源电路31～3n构成。电源电路31～3n除了均不具有三角波发生电路26(相当于图3的三角波发生电路16)这一点以外，呈现与图3所示的实施方式2的电源电路2相同的结构，电源电路31～3n具有由差动放大部13、H检测滤波电路14、以及比较电路17构成的动作控制组合电路C31～C3n。即，在电源电路组30中，与n个电源电路31～3n相对应地设置n个动作控制组合电路C31～C3n。
并且，在动作控制组合电路C31～C3n的n个比较电路17之间共用三角波发生电路26。即，n个电源电路31～3n(动作控制组合电路C31～C3n)共用1个三角波发生电路26，基准信号S26被共同地输入至动作控制组合电路C31～C3n各自的比较电路17。
因此，对于实施方式3的电源电路组30，在各个电源电路31～3n中，动作控制组合电路C31～C3n共同地输入基准信号S26，从而能够与实施方式2的开关控制电路相同地基于电压检测电路4的检测电压V4，通过比较电路17(动作控制部)执行对电源电路31～3n中的相对应的晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理。
如上所述，实施方式3的电源电路组30能够通过在多个(n个)动作控制组合电路C31～C3n之间共用三角波发生电路26，从而实现与多个(n个)电源电路31～3n相对应的开关控制电路的电路结构(动作控制组合电路C31～C3n+三角波发生电路26)的简化，由此实现低成本化以及节省空间化。
<实施方式4>
图7是表示本发明的实施方式4即电源电路组40(开关电源装置)的结构的电路图。
电源电路组40与实施方式3的电源电路组30相同地由n个电源电路31～3n(图7中示出31～34)构成，与n个电源电路31～3n相对应地设置n个动作控制组合电路C31～C3n。
并且，在动作控制组合电路C31～C3n的n个比较电路17之间共用三角波发生电路26以及180deg(180度)相位延迟电路27。即，n个电源电路31～3n(动作控制组合电路C31～C3n)共用1个三角波发生电路26以及180deg相位延迟电路27。
180deg相位延迟电路27接收基准信号S26，输出使基准信号S26进行180度相位延迟后的相位延迟基准信号S27(相位偏移基准信号)。
并且，将基准信号S26作为比较用基准信号而赋予至电源电路31、33，…的比较电路17，将相位延迟基准信号S27作为比较用基准信号而赋予至电源电路32、34，…的比较电路17。此外，比较用基准信号是包含基准信号S26以及相位延迟基准信号S27在内的信号的总称。
因此，对于实施方式4的电源电路组40，在各个电源电路31～3n中，动作控制组合电路C31～C3n将基准信号S26或者相位延迟基准信号S27作为比较用基准信号而输入。因此，实施方式4能够与实施方式3相同地，基于电压检测电路4的检测电压V4，通过比较电路17(动作控制部)执行对电源电路31～3n中的相对应的晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理。
由此，实施方式4的电源电路组40能够通过将三角波发生电路26以及180deg相位延迟电路27在多个(n个)动作控制组合电路C31～C3n之间共用，从而与实施方式3的电源电路组30相同地实现与多个(n个)电源电路31～3n相对应的开关控制电路的电路结构的简化，由此实现低成本化以及节省空间化。
并且，在实施方式4的电源电路组40中，构成为多个动作控制组合电路C31～C3n分别将基准信号S26以及相位延迟基准信号S27中的一方的信号选择性地输入至比较电路17，因此，能够通过使流过多个动作控制组合电路C31～C3n的比较用基准信号S26以及S27向2个相位分散，从而降低电流有效值，可靠地避免电流消耗集中在某个时间区域中的现象。
此外，在本实施方式中，利用180deg相位延迟电路27使基准信号S26延迟180度(deg)而生成了相位延迟基准信号S27，但也可以将如下信号用作相位延迟基准信号S27，即，使基准信号S26的相位以除了180度以外的角度偏移所得的信号。但是，进行180度的相位延迟的结构，能够实现作为180deg相位延迟电路27而设置反转逻辑电路这样的电路结构简化。
<实施方式5>
图8是表示本发明的实施方式5即电源电路5(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，取代DC/DC控制IC15而设置有振荡电路18这一点与图1中所示的实施方式1的电源电路1不同。下面，对与实施方式1相同的结构部分标注相同的标号，并适当地省略说明。
振荡电路18接收检测电压V4，将以基于检测电压V4的电压值的频率进行振荡的振荡栅极信号S18输出至晶体管Q11的控制电极。
图9是表示由实施方式5的振荡电路18进行的振荡栅极信号S18的输出动作的时序图。如该图(a)所示，在检测电压V4比较大的情况下，通过较大地设定振荡栅极信号S18的上限电压VX5与最小电压VN5的电位差，从而振荡电路18的内部信号SA以比较小的频率进行振荡。在振荡电路18将该内部信号SA进行波形整形而成为数字信号SD之后，将占空比调整成50％，能够得到比较小的振荡频率的数字振荡信号即振荡栅极信号S18。
另一方面，如该图(b)所示，在检测电压V4比较小的情况下，通过较小地设定振荡栅极信号S18的上限电压VX5与最小电压VN5的电位差，从而振荡电路18的内部信号SA以比较大的频率进行振荡。在振荡电路18将该内部信号SA进行波形整形而成为数字信号SD之后，将占空比调整成50％，能够得到比较大的振荡频率的振荡栅极信号S18。
关于上述结构的实施方式5的电源电路5，与实施方式1的电源电路1相同地，上述开关控制电路(电压检测电路4+振荡电路18)基于电压检测电路4的检测电压V4，并利用振荡电路18(动作控制部)与DC/DC控制IC15相同地执行对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理，具有与实施方式1相同的效果。
并且，实施方式5的电源电路5能够通过振荡电路18实现动作控制部，从而与DC/DC控制IC15相比，将电路结构简化，能够相应地实现电路整体的低成本化，其中，该振荡电路18用于得到以基于检测电压V4的频率进行振荡的振荡栅极信号S18。
并且，将振荡栅极信号S18输出的控制算法基于与RCC(Ringing ChokeConverter)相同的思路，该振荡栅极信号S18是上述振荡电路18进行基于检测电压V4的频率调制而得到的。
即，如果振荡栅极信号S18的振荡频率变成2倍，则流过电源电路5的一次绕组部11侧以及二次绕组部12侧的电流均变为1/2。如果将二次绕组部12侧的电感设为L、流过二次绕组部12侧的电流设为I、频率设为f，则二次侧电压Vout侧的输出电力由[(1/2)×L×I2×f]表示，因此，如果振荡频率变为2倍，则以使得上述输出电力成为[(1/2){＝(1/2)2×2}的方式进行控制。
利用平方控制特性而生成振荡栅极信号S18的方法无需使用复杂的如DC/DC控制IC15那样的PWM电路即可构成开关控制电路，实现与实施方式1相同的效果。
并且，电源电路5的振荡栅极信号S18的振荡频率是基于检测电压V4进行调制的，因此，如实施方式3的电源电路组30、实施方式4的电源电路组40那样，在由多个电源电路5构成的情况下，在多个电源电路5之间振荡栅极信号S18的振荡频率不同，其结果，能够使一次绕组部11侧的电流沿时间方向分散，还能够降低电流有效值，抑制辐射噪声。
例如，在构成多个电源电路的情况下，在相邻的电源电路相互靠近的状态下，如果彼此的回扫电压△V的发生定时(timing)相同，则“辐射噪声”彼此重叠，易于产生出较大的辐射噪声。另一方面，在构成多个电源电路5的情况下，即使在相邻的电源电路5相互靠近的状态下，也能够通过在相邻的电源电路5、5之间使振荡栅极信号S18的频率不同，而将回扫电压△V的发生定时错开，能够抑制“辐射噪声”的峰值。而且，能够通过将相邻的电源电路5相互分离，而得到更高的抑制辐射噪声的效果。
<实施方式6>
图10是表示本发明的实施方式6即电源电路6(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，取代DC/DC控制IC15而设置有振荡电路19以及比较电路20这一点与图1所示的实施方式1的电源电路1不同。下面，对与实施方式1相同的结构部分标注相同的标号，并适当地省略说明。
振荡电路19产生规定频率的基准振荡信号S19。比较电路20接收基准振荡信号S19和检测电压V4，基于检测电压V4和目标电压OT的比较结果，将根据需要而实施了将基准振荡信号S19的发生脉冲进行间歇性剔除的处理所得到的加工振荡信号S20输出至晶体管Q11的控制电极。
图11是表示由实施方式6的比较电路20进行的加工振荡信号S20的输出动作的时序图。如该图所示，在检测电压V4低于目标电压OT的时间区域中，将基准振荡信号S19直接作为加工振荡信号S20而输出。另一方面，在作为“H”脉冲发生定时的检测时刻t1，在检测电压V4高于目标电压OT的情况下，输出间歇性地剔除了基准振荡信号S19的“H”脉冲等的固定的加工振荡信号S20。
如上所述，比较电路20通过在检测电压V4高于目标电压OT的时间区域将间歇性地剔除了“H”脉冲的加工振荡信号S20输出，从而进行使检测电压V4接近目标电压OT的控制。因此，能够预先设定与成为所希望的目标值的二次侧电压Vout相对应的目标电压OT，由此控制晶体管Q11的导通/截止动作，使得二次侧电压Vout成为上述所希望的目标值。
关于上述结构的实施方式6的电源电路6，与实施方式1的电源电路1相同地，上述开关控制电路(电压检测电路4+振荡电路19+比较电路20)基于电压检测电路4的检测电压V4，通过比较电路20(动作控制部)，与DC/DC控制IC15相同地执行对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理，具有与实施方式1相同的效果。
并且，实施方式6的电源电路6通过基于检测电压V4对基准振荡信号S19进行加工而得到加工振荡信号S20的比较电路20实现动作控制部，由此与DC/DC控制IC15相比，能够将电路结构简化，能够相应地实现电路整体的低成本化。
<实施方式7>
图12是表示本发明的实施方式7即电源电路组70(开关电源装置)的结构的电路图。
如该图所示，电源电路组70由n个(n≥2)电源电路71～7n构成。电源电路71～7n除了均不具有振荡电路29(相当于图10的振荡电路19)这一点以外，呈现与图10所示的实施方式6的电源电路6相同的结构，电源电路71～7n具有由差动放大部13、H检测滤波电路14、以及比较电路20构成的动作控制组合电路C71～C7n。即，与n个电源电路71～7n相对应地设置n个动作控制组合电路C71～C7n。
并且，在动作控制组合电路C71～C7n的n个比较电路20之间共用振荡电路29。即，n个电源电路71～7n(动作控制组合电路C71～C7n)共用1个振荡电路29，共同振荡信号S29共同输入至动作控制组合电路C71～C7n各自的比较电路20。
因此，对于实施方式7的电源电路组70，在各个电源电路71～7n中，动作控制组合电路C71～C7n共同输入共同振荡信号S29，从而能够与实施方式6的开关控制电路(电压检测电路4+振荡电路19+比较电路20)相同地，基于电压检测电路4的检测电压V4，通过比较电路20(动作控制部)执行对电源电路71～7n中的相对应的晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理。
如上所述，实施方式7的电源电路组70能够通过在多个(n个)动作控制组合电路C71～C7n之间共用振荡电路29，从而实现与多个(n个)电源电路71～7n相对应的开关控制电路的电路结构(动作控制组合电路C71～C7n+振荡电路29)的简化，由此实现低成本化以及节省空间化。
<实施方式8>
图13是表示本发明的实施方式8即电源电路组80(开关电源装置)的结构的电路图。
电源电路组80与实施方式7的电源电路组70相同地由n个电源电路71～7n(图13中示出71～74)构成。与n个电源电路71～7n相对应地设置n个动作控制组合电路C71～C7n。
并且，在动作控制组合电路C71～C7n的n个比较电路20之间共用振荡电路29以及180deg相位延迟电路28。即，n个电源电路71～7n(动作控制组合电路C71～C7n)共用1个振荡电路29以及180deg相位延迟电路28。
180deg相位延迟电路28接收共同振荡信号S29(基准振荡信号)，输出使共同振荡信号S29进行180度相位延迟后的相位延迟振荡信号S28(相位偏移基准振荡信号)。
并且，将共同振荡信号S29作为比较用基准振荡信号而赋予至电源电路71、73，…的比较电路20，将相位延迟振荡信号S28作为比较用基准振荡信号而赋予至电源电路72、74，…的比较电路20。此外，比较用基准振荡信号是包含共同振荡信号S29以及相位延迟振荡信号S28在内的信号的总称。
因此，对于实施方式8的电源电路组80，在各个电源电路71～7n中，动作控制组合电路C71～C7n将共同振荡信号S29或者相位延迟振荡信号S28作为比较用基准信号进行输入。因此，实施方式8能够与实施方式7相同地，基于电压检测电路4的检测电压V4，通过比较电路20(动作控制部)执行对电源电路71～7n中的相对应的晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理。
如上所述，实施方式8的电源电路组80能够通过在多个(n个)动作控制组合电路C71～C7n之间共用振荡电路29以及180deg相位延迟电路28，从而与实施方式7的电源电路组70相同地实现与多个(n个)电源电路71～7n相对应的开关控制电路的电路结构的简化，由此实现低成本化以及节省空间化。
并且，在实施方式8的电源电路组80中，形成为多个动作控制组合电路C71～C7n将共同振荡信号S29以及相位延迟振荡信号S28中的一方的信号选择性地输入至比较电路20中的结构，因此，能够通过使流过多个动作控制组合电路C71～C7n的比较用共同振荡信号S29、S27向2个相位分散，从而降低电流有效值，可靠地避免电流消耗集中在某个时间区域中的现象。
此外，在本实施方式中，利用180deg相位延迟电路28使共同振荡信号S29进行180度延迟而生成了相位延迟振荡信号S28，但也可以将使共同振荡信号S29的相位以除了180度以外的角度偏移的信号作为相位延迟振荡信号S28而进行使用。但是，进行180度的相位延迟的结构能够实现作为180deg相位延迟电路28而设置反转逻辑电路这样的电路结构简化。
<实施方式9>
图14是表示本发明的实施方式9即电源电路9(开关电源装置)的结构的说明图。
如该图所示，将图1所示的实施方式1中构成开关控制电路的差动放大部13、H检测滤波电路14、以及DC/DC控制IC15作为控制IC22而集成为单芯片。
单芯片化的控制IC22具有外部端子P1～P7，从外部端子P1输入动作电源Vcc，在外部端子P2以及P3之间并联地设置电阻R13以及电容器C13。外部端子P2、P3与差动放大部13电气地连接，能够通过变更这些电容器C13以及电阻R13(主要是电阻R13)而调整差动放大部13的放大率。
外部端子P4在外部与一次绕组部11的一端连接，在内部与差动放大部13的负输入连接。外部端子P5在外部与一次绕组部11的另一端连接，在内部与差动放大部13的正输入连接。
外部端子P6在外部与晶体管Q11的控制电极连接，在内部接收PWM信号S15。外部端子P7在外部经由电阻R11接地。在内部安装在DC/DC控制IC15的过电流检测部上。
此外，其他结构与图1所示的电源电路1相同，因此，标注相同的标号并适当地省略说明。
上述结构的实施方式9的电源电路9呈现与实施方式1的电源电路1等价的电路结构，因此，基于电压检测电路4的检测电压V4，通过DC/DC控制IC15(动作控制部)执行对晶体管Q11的导通/截止动作进行控制的控制处理，具有与实施方式1相同的效果。
并且，实施方式9的电源电路9能够通过将开关控制电路部分集成在单芯片的控制IC22内，从而耐噪声环境性强，实现电路整体的节省空间化。并且，还能够实现控制IC22的小型化。
并且，通过将开关控制电路作为控制IC22而构成，具有能够比较容易地构成电源电路9的效果。
此外，实施方式9示出了将实施方式1的开关控制电路集成为控制IC22的结构，但是，能够将实施方式2的电源电路2、实施方式5的电源电路5、以及实施方式6的电源电路6的开关控制电路相同地构成单芯片的控制IC。
在实施方式2(参照图3)中，可以想到将差动放大部13、H检测滤波电路14、三角波发生电路16、以及比较电路17形成为单芯片的控制IC的结构。在这种情况下，在实施方式2的电源电路2的效果的基础上，具有实现上述的耐噪声环境性强、电路整体的节省空间化等实施方式9的效果。
在实施方式5(参照图8)中，可以想到将差动放大部13、H检测滤波电路14、以及振荡电路18形成为单芯片的控制IC的结构。在这种情况下，在实施方式5的电源电路5的效果的基础上，具有实现上述的耐噪声环境性强、电路整体的节省空间化等的实施方式9的效果。
在实施方式6(参照图10)中，可以想到将差动放大部13、H检测滤波电路14、振荡电路19、以及比较电路20形成为单芯片的控制IC的结构。在这种情况下，在实施方式6的电源电路6的效果的基础上，具有实现上述的耐噪声环境性强、电路整体的节省空间化等的实施方式9的效果。
<其他>
关于实施方式1～实施方式9所示的电源电路，无论是作为电源电路整体，还是作为内部的开关控制电路，都具有各实施方式的固有的效果。
虽然对本发明进行了详细说明，但上述的说明中的所有方案是例示，并且，本发明并不限定于此。可以理解的是，没有例示的无数变形例是在不脱离本发明的范围内能够假想出的方案。
另外，本发明能够在其发明的范围内，自由地对各实施方式进行组合，或者适当地对各实施方式进行变形、省略。

Claims (10)

1.一种开关控制电路，其用于规定的开关电源装置中，
所述规定的开关电源装置包含：
变压器，其具有一次绕组部以及二次绕组部；以及
开关元件，其通过导通/截止动作，将直流输入电压变换成交流电压，并供给至所述一次绕组部，
所述开关控制电路具有：
差动放大部，其将所述一次绕组部的两端的电压进行差动放大而得到放大电压；
滤波电路，其提取所述放大电压中的低频成分而得到检测电压；
动作控制部，其基于所述检测电压，执行对所述开关元件的导通/截止动作进行控制的控制处理；以及
基准信号产生电路，该基准信号产生电路产生基准信号，该基准信号在第1电压至比所述第1电压高的第2电压之间随时间变化，
所述动作控制部包含比较电路，该比较电路将比较用基准信号与所述检测电压相比较而得到PWM信号，将该PWM信号赋予至所述开关元件的控制电极，从而执行所述控制处理，其中，所述比较用基准信号包含所述基准信号、以及使所述基准信号的相位偏移后的相位偏移基准信号。
2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其中，
所述比较电路具有钳位功能，该钳位功能用于对所述检测电压进行钳位，使得所述检测电压的最小值比所述第1电压高，所述比较电路将钳位后的所述检测电压与所述比较用基准信号相比较而得到所述PWM信号。
3.根据权利要求1所述的开关控制电路，其中，
所述基准信号产生电路具有基准信号降低功能，该基准信号降低功能用于将比所述检测电压的最小值低的电压作为所述第1电压而产生所述基准信号。
4.根据权利要求1所述的开关控制电路，其中，
所述规定的开关电源装置包含多个开关电源装置，
由所述差动放大部、所述滤波电路、以及所述动作控制部构成动作控制组合电路，
所述动作控制组合电路包含与所述多个开关电源装置相对应而设置的多个动作控制组合电路，
在所述多个动作控制组合电路的所述动作控制部之间共用所述基准信号产生电路。
5.根据权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，
所述开关控制电路还具有基准信号延迟电路，该基准信号延迟电路使所述基准信号延迟规定时间而输出所述相位偏移基准信号，在所述多个动作控制组合电路的所述动作控制部之间共用所述基准信号延迟电路，
所述多个动作控制组合电路分别将所述基准信号以及所述相位偏移基准信号中的一方的信号选择性地输入至所述动作控制部。
6.一种开关控制电路，其用于规定的开关电源装置中，
所述规定的开关电源装置包含：
变压器，其具有一次绕组部以及二次绕组部；以及
开关元件，其通过导通/截止动作，将直流输入电压变换成交流电压，并供给至所述一次绕组部，
所述开关控制电路具有：
差动放大部，其将所述一次绕组部的两端的电压进行差动放大而得到放大电压；
滤波电路，其提取所述放大电压中的低频成分而得到检测电压；
动作控制部，其基于所述检测电压，执行对所述开关元件的导通/截止动作进行控制的控制处理；以及
基准信号振荡电路，该基准信号振荡电路产生以作为基准的频率进行振荡的基准振荡信号，
所述动作控制部包含比较电路，该比较电路基于比较用振荡信号与所述检测电压的比较结果，执行所述控制处理，其中，所述比较用振荡信号包含所述基准振荡信号、以及使所述基准振荡信号的相位偏移后的相位偏移基准振荡信号。
7.根据权利要求6所述的开关控制电路，其中，
所述规定的开关电源装置包含多个开关电源装置，
由所述差动放大部、所述滤波电路、以及所述比较电路构成动作控制组合电路，
所述动作控制组合电路包含与所述多个开关电源装置相对应而设置的多个动作控制组合电路，
在所述多个动作控制组合电路的所述比较电路之间共用所述基准信号振荡电路。
8.根据权利要求7所述的开关控制电路，其特征在于，
所述开关控制电路还具有基准振荡信号延迟电路，该基准振荡信号延迟电路使所述基准振荡信号延迟规定时间而输出相位偏移基准振荡信号，在所述多个动作控制组合电路的所述比较电路之间共用所述基准振荡信号延迟电路，
所述多个动作控制组合电路分别将所述基准振荡信号以及所述相位偏移基准振荡信号中的一方的信号选择性地输入至所述比较电路。
9.根据权利要求1至3、以及权利要求6中任一项所述的开关控制电路，其特征在于，
至少将所述差动放大部、所述滤波电路、以及所述动作控制部作为一个集成电路而进行单芯片化。
10.一种开关电源装置，其具有：
权利要求1至3、以及权利要求6中任一项所述的开关控制电路；
所述变压器；以及
所述开关元件。
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