CN104578861B - 一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，适用于低电压微电网带非线性负载的多逆变器并联控制***。本发明采用阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略，通过带通滤波器对线路电流分频，提取各次电流，对基波电流乘以同时含有阻容性分量的虚拟复阻抗，设计各并联逆变器输出阻抗在基频段呈电阻性；将各次高频电流分别乘以不同的虚拟感抗，则谐波频段逆变器输出阻抗呈电感性，受阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略所限制，避免了高频谐波电流对逆变器并联控制的影响。本发明克服了传统方法的不足，在低电压微电网带非线性负载的多逆变器并联控制***中取得较好的控制效果。

Description

一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，属于分布式发电及电力电子技术领域。

背景技术

为了解决分布式电源接入电网的技术难题，电力***相关学者们提出了微电网的概念。微电网是由分布式微源、能量转换装置及本地负荷通过网络互联组成，能够实现自我控制、保护和管理的局部发电***。在微电网中，大多数分布式微源均通过逆变器接口接入交流母线，从而形成了一种多逆变器并联运行环境。

低电压微电网在孤岛运行时的关键难点问题是线路电阻远大于线路感抗，而具体应用何种下垂控制方法，取决于逆变器输出阻抗与线路阻抗之和，即逆变器的等效输出阻抗的特性。另外，如果低电压微电网带非线性负载时，电路中会产生谐波电流，如何减小甚至消除非线性负载产生的谐波电流对低电压微电网多逆变器并联运行产生的影响，成为研究热点和难点。

在现有技术中与本发明申请相关的内容主要有以下几篇文献：

文献一为张庆海、罗安、陈燕东、彭楚武、彭自强于2012年5月4日投稿、2014年6月发表在《电工技术学报》第29卷第6期上的《并联逆变器输出阻抗分析及电压控制策略》一文。该文在分析低电压微电网多逆变器并联控制策略时，提出了一种基于虚拟复阻抗的电压控制策略，引入的虚拟复阻抗中同时包含有虚拟电阻和虚拟感抗：虚拟电阻使得逆变器输出阻抗中电阻分量增大；虚拟感抗呈负值、降低逆变器输出阻抗中的电感分量。最终使逆变器等效输出阻抗呈现纯电阻性特性，并在低电压微电网带纯电阻性负载实验中取得较好的实验效果。然而，如果将实验中纯电阻性负载换成非线性负载，则会有谐波产生，该文提出的控制方法就会局限性。

文献二为彭自强、罗安、陈燕东等人于2013年5月17日投稿，2013年11月发表在《电网技术》第37卷第11期上的《基于分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略》一文。该文针对低电压微电网带非线性负载的多逆变器并联***，提出了一种分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略。该文通过对基波电流引入较大的虚拟电阻，实现逆变器输出阻抗呈现电阻性的特性，然而与文献一中提出的虚拟复阻抗相比，不能够对逆变器输出阻抗中的感性分量改变；另外，该文对其余各高次谐波电流的处理方法与基波电流相同，这样会使得谐波频段对应的逆变器输出阻抗仍然呈现电阻性，参考电压和参考电流量中谐波电流的影响仍然存在。

对比文件三为湖南大学于2012年9月28日申请、2014年7月9日授权的中国专利CN102842921B，该专利公开了一种鲁棒功率下垂控制的微电网多逆变器并联电压控制方法。针对微电网中的每台逆变器，采用鲁棒功率下垂控制器计算并合成逆变器输出参考电压；通过引入含电阻分量和感抗分量的虚拟复阻抗，采用基于虚拟阻抗和准谐振PR控制的多环电压控制方法，使得逆变器输出阻抗在工频条件下呈纯阻性，从而实现微电网多逆变器并联运行和功率均分，并增强了微电网并联***对数值计算误差、参数漂移、噪声干扰等的鲁棒性。然而，该专利所涉及方法对线性负载条件下的多逆变器并联控制***实施效果明显，是否适用于带非线性负载的低电压微电网多逆变器并联控制***，未做分析研究。

对比文件四为湖南大学于2013年5月10日申请、2014年1月22日授权的中国专利CN103227581B，该专利公开了一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括谐波下垂控制、功率下垂控制及电压控制。谐波下垂控制通过快速傅里叶FFT变换分频检测特征次谐波功率，根据谐波下垂特性，计算出逆变器输出的特征次谐波参考电压；功率下垂控制计算出基波参考电压；两者合成作为逆变器输出参考电压，从而有效地降低逆变器输出电压畸变，抑制逆变器间谐波环流，实现功率精确分配。该专利所涉及方法对基波分量采用功率下垂控制的同时，对于各高次谐波也分别采用谐波下垂控制；计算出基波参考电压的同时，也需要计算出各次谐波参考电压，最终再对这些量进行叠加。这样，实施程序的计算量较大，而计算程序的复杂势必影响***快速、实时响应。

综上所述，现有技术中并未较好地解决低电压微电网中谐波电流对逆变器并联控制的影响这一技术难题。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法。

本发明的技术方案如下：

一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，各分布式发电单元主电路包括微源、H桥逆变电路、LC滤波电路，所述的微源、H桥逆变电路、LC滤波电路顺次连接，最后通过连接线路经开关接至交流母线，交流母线上接有非线性负载；通过带通滤波器对线路电流分频，提取各次电流，对基波电流和各次高频电流分别乘以不同的虚拟复阻抗；

该方法的具体步骤为：

1)在每个采样周期的起始点，处理器将微源输出电压U_dc、滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L、线路电流i_o分别进行采样与处理；

2)根据两拍数值功率计算方法，由滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L计算出有功功率平均值P和无功功率平均值Q；

3)下垂控制部分采用阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略，根据阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制原理，利用离散傅里叶变换DFT计算出滤波电容电压u_c在一个周期的有效值U_c，空载电压幅值参考值E^*减去U_c，得到的差值乘以系数K，再减去有功功率平均值P与下垂控制系数n的乘积，其差经过积分运算，得到参考电压幅值E；无功功率平均值Q与下垂控制系数m的积，加上空载角频率参考值ω^*，其和即为参考电压角频率ω；

4)PLL锁相环对滤波电容电压u_c锁相，得到初始相位角φ；根据参考电压幅值E、参考电压角频率ω和初始相位角φ，合成引入分频虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

5)线路电流i_o经带通滤波器分别提取得到基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh；

6)基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh分别乘以对应的虚拟复阻抗R₁-sL₁、sL₃以及sL_h之后，其和作为减数，u^* _ref作为被减数，进行减法运算，运算结果的差为电压环参考电压u_ref；其中，R₁为基波频段虚拟电阻值、L₁为基波频段虚拟电感值，L₃为3次谐波频段虚拟电感值，L_h为h次谐波频段虚拟电感值，s为复频率；

7)电压环参考电压u_ref、滤波电容电压u_c、微源输出电压U_dc、滤波电感电流i_L输入电压电流控制器，经电压外环电流内环调节，得到调制波信号D；

8)调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制H桥逆变电路开关管的开通与关断。

本方案的控制方法针对低电压微电网中线路电阻远大于线路感抗的特点，对基波电流采用同时含有阻容性分量的虚拟复阻抗，设计各并联逆变器输出阻抗在基频段呈电阻性，这样逆变器输出阻抗与线路阻抗之和就会呈现明显的电阻性；逆变器并联带非线性负载时，电路中会产生高频谐波电流，将各次高频电流分别乘以不同的虚拟感抗，则谐波频段逆变器输出阻抗呈电感性，受阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略所限制，从而避免了高频谐波电流对逆变器并联控制的影响。

根据本发明优选的，所述步骤2)中，两拍数值功率计算方法，其计算公式为：

其中，N为工频周期与采样周期的比值，U_ck、U_c(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电容电压幅值，I_Lk、I_L(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电感电流幅值。

本发明采用如上计算方法，利用电压、电流的前后两拍数值实时计算功率，减小了计算延时，提高了并联***的动态性能。

根据本发明优选的，所述步骤3)中，参考电压幅值E和参考电压角频率ω的计算公式为：

其中，s为复频率。

根据本发明优选的，所述步骤4)中，引入分频虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref计算公式为：

根据本发明优选的，所述步骤5)中带通滤波器的传递函数为：

其中，ξ为阻尼系数，ω₀为基波角频率，h为基波谐波次数，s为复频率。

根据本发明优选的，所述步骤6)中，电压环参考电压u_ref的计算公式为：

其中，s为复频率。

本发明采用如上计算方法，将基波电流乘以同时含有阻容性分量的虚拟复阻抗，各并联逆变器输出阻抗在基频段呈电阻性，适应低电压微电网多逆变器并联控制***电气参数特性；将各次高频电流分别乘以不同的虚拟感抗，则谐波频段逆变器输出阻抗呈电感性。

根据本发明优选的，所述步骤7)中，电压环参考电压u_ref与滤波电容电压u_c的差值经PI控制器调制，输出内环电流参考值i_ref，离散调节公式为：

其中，K_p和K_i分别为PI调节器的比例系数和积分系数；T_c为采样周期。

i_ref与滤波电感电流i_L之差，乘以L/T_c，再加上u_c，最后乘以d/U_dc，就得到调制波信号D。无差拍控制输出的调制波信号D的离散计算公式如下：

式中，d为调制系数，L为滤波电感值，T_c为采样周期，i_ref为输出内环电流参考值，D(k)是第k个采样时刻的调制波信号D的计算值，u_c(k)为第k个采样时刻的u_c采样值，i_ref(k)为第k个采样时刻的i_ref采样值，i_L(k)为第k个采样时刻的i_L采样值。

根据本发明优选的，所述步骤7)中，调制波信号D的具体计算公式中，d的取值范围为0.95～1.0。

本发明采用电压电流双环控制方法，电压外环采用PI控制，电流内环采用无差拍控制，可以对外部干扰响应速度更快且控制过程无过冲。

本发明的有益效果：

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、通过带通滤波器对线路电流分频，提取各次电流，分别对各次电流乘以不同的虚拟阻抗：对基波电流采用阻容性虚拟复阻抗，使得基频段逆变器输出阻抗为电阻性，适用于低电压微电网多逆变器并联控制；对其余各次谐波电流采用虚拟感抗，使得谐波频段逆变器输出阻抗呈电感性，受阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制方法所限制，最终参考电压和参考电流中均消除了谐波电流的影响。

2、采用两拍数值功率计算法，利用电压、电流的前后两拍数值实时计算功率，减小了计算延时，数字域中省去了大量处理器存储空间，减小量化误差、计算简单，对于动态变化，只需要一个采样周期就可以恢复实际值，提高了并联***的动态性能。

3、应用无差拍控制方法于电流内环控制中，可以对外部干扰响应速度更快且控制过程无过冲。

附图说明

图1为本发明带非线性负载的基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制***结构示意图；

图2为本发明基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法示意图；

图3为本发明两拍数值功率计算方法示意图；

图4为本发明电压电流控制框图。

具体实施方式

下面结合实施例和说明书附图对本发明的技术内容做详细的说明，但不限于此。

图1为带非线性负载的基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制***结构示意图，各分布式发电单元主电路包括微源、H桥逆变电路、LC滤波电路，所述的微源、H桥逆变电路、LC滤波电路顺次连接，最后通过连接线路经开关接至交流母线，交流母线上接有非线性负载。

图2为基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法示意图。下垂控制部分采用阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略，通过带通滤波器对线路电流分频，提取各次电流：针对低电压微电网中线路电阻远大于线路感抗的特点，对基波电流采用同时含有阻容性分量的虚拟复阻抗，设计各并联逆变器输出阻抗在基频段呈电阻性，这样逆变器输出阻抗与线路阻抗之和就会呈现明显的电阻性；逆变器并联带非线性负载时，电路中会产生高频谐波电流，将各次高频电流分别乘以不同的虚拟感抗，则谐波频段逆变器输出阻抗呈电感性，受阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略所限制，从而避免了高频谐波电流对逆变器并联控制的影响。在计算功率环节，采用两拍数值功率计算方法，利用电压、电流的前后两拍数值实时计算功率，减小了计算延时，提高了并联***的动态性能。采用电压电流双环控制方法，电压外环采用PI控制，电流内环采用无差拍控制，可以对外部干扰响应速度更快且控制过程无过冲。

实施例1、

下面详细阐述基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法的实现，该方法的具体步骤为：

1)在每个采样周期的起始点，处理器将微源输出电压U_dc、滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L、线路电流i_o分别进行采样与处理；

2)根据两拍数值功率计算方法，由滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L计算出有功功率平均值P和无功功率平均值Q；

3)下垂控制部分采用阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略，根据阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制原理，利用离散傅里叶变换DFT计算出滤波电容电压u_c在一个周期的有效值U_c，空载电压幅值参考值E^*减去U_c，得到的差值乘以系数K，再减去有功功率平均值P与下垂控制系数n的乘积，其差经过积分运算，得到参考电压幅值E；无功功率平均值Q与下垂控制系数m的积，加上空载角频率参考值ω^*，其和即为参考电压角频率ω；

4)PLL锁相环对滤波电容电压u_c锁相，得到初始相位角φ；根据参考电压幅值E、参考电压角频率ω和初始相位角φ，合成引入分频虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

5)线路电流i_o经带通滤波器分别提取得到基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh；

6)基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh分别乘以对应的虚拟复阻抗R₁-sL₁、sL₃以及sL_h之后，其和作为减数，u^* _ref作为被减数，进行减法运算，运算结果的差为电压环的参考电压u_ref；其中，R₁为基波频段虚拟电阻值、L₁为基波频段虚拟电感值，L₃为3次谐波频段虚拟电感值，L_h为h次谐波频段虚拟电感值，s为复频率；

7)电压环参考电压u_ref、滤波电容电压u_c、微源输出电压U_dc、滤波电感电流i_L输入电压电流控制器，经电压外环电流内环调节，得到调制波信号D；

8)调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制H桥逆变电路开关管的开通与关断。

实施例2、

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤2)中，有功功率平均值P和无功功率平均值Q的具体算式为：

其中，N为工频周期与采样周期的比值，U_ck、U_c(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电容电压幅值，I_Lk、I_L(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电感电流幅值。

如图3所示，图3为两拍数值功率计算方法示意图。下面对两拍数值功率计算方法进行详细推导。

设时域中滤波电容电压u_c和滤波电感电流i_L的表达式分别为u_c(t)＝U_csin(ω₀t+φ)、i_L(t)＝I_Lsin(ω₀t+φ_L),ω₀为基波角频率,U_c、I_L分别为电压和电流幅值，φ_L为电流相位角。对时域中u_c(t)＝U_csin(ω₀t+φ)采样，则第k个采样值记为u_c(k)，有：

其中，N为工频周期与采样周期的比值。

由式(ⅷ)可知，

进一步，可得：

定义S_k＝sin(2πk/N),T_k＝cos(2πk/N),令

则有

其中，V_k ^-1为矩阵V_k的逆矩阵，进一步可以求得：

根据式(xii)，同样可推得

将式(xii)和式(xiv)代入传统有功功率和无功功率计算表达式，可得以下两拍数值功率计算公式：

其中，U_ck、U_c(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电容电压幅值，I_Lk、I_L(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电感电流幅值。

根据式(ⅰ)可以看出，N为定值，sin(2π/N),T_k＝cos(2π/N)均为定值，仅仅根据前后两拍电压、电流的幅值信息就可以计算有功功率和无功功率的大小，数字域中省去了大量的处理器存储空间，量化误差减小，计算大大简化。对于动态变化，只需要一个采样周期就可以恢复实际值。

实施例3、

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤3)中，参考电压幅值E与参考电压角频率ω的具体计算式为：

其中，s为复频率。

实施例4、

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤4)中，u^* _ref的计算公式为：

实施例5、

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤5)中，带通滤波器的传递函数为：

其中，ξ为阻尼系数，ω₀为基波角频率，h为基波谐波次数，s为复频率。

实施例6、

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤6)中，u_ref的具体计算公式为：

其中，s为复频率。

实施例7、

如图4所示，图4所示为电压电流控制框图。采用电压电流双环控制方法，电压外环采用PI控制，电流内环采用无差拍控制，可以对外部干扰响应速度更快且控制过程无过冲。

根据实施例1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，所述的步骤7)中，电压环参考电压u_ref与滤波电容电压u_c的差值经PI控制器调制，输出内环电流参考值i_ref，离散调节公式为：

式中，K_p和K_i分别为PI调节器的比例系数和积分系数；T_c为采样周期。

i_ref与滤波电感电流i_L之差，乘以L/T_c，再加上u_c，最后乘以d/U_dc，就得到调制波信号D。无差拍控制输出的调制波信号D的离散计算公式如下：

式中，d为调制系数，L为滤波电感值，T_c为采样周期，i_ref为输出内环电流参考值，D(k)是第k个采样时刻的调制波信号D的计算值，u_c(k)为第k个采样时刻的u_c采样值，i_ref(k)为第k个采样时刻的i_ref采样值，i_L(k)为第k个采样时刻的i_L采样值。

实施例8、

根据实施例7所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，进一步的，考虑采样误差和控制精度，d取值为0.97。

Claims (7)

1.一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，各分布式发电单元主电路包括微源、H桥逆变电路、LC滤波电路，所述的微源、H桥逆变电路、LC滤波电路顺次连接，最后通过连接线路经开关接至交流母线，交流母线上接有非线性负载；通过带通滤波器对线路电流分频，提取各次电流，对基波电流和各次高频电流分别乘以不同的虚拟复阻抗；该方法的具体步骤为：

1)在每个采样周期的起始点，处理器将微源输出电压U_dc、滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L、线路电流i_o分别进行采样与处理；

2)根据两拍数值功率计算方法，由滤波电容电压u_c、滤波电感电流i_L计算出有功功率平均值P和无功功率平均值Q；具体计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{U_{ck}{I}_{Lk}+U_{c(k+1)}{I}_{L(k+1)}-\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\[U_{ck}{I}_{L(k+1)}+U_{c(k+1)}{I}_{Lk}\]}{2{\sin }^2\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)}\\ Q=\frac{U_{ck}{I}_{L(k+1)}-U_{c(k+1)}{I}_{Lk}}{2\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)}\end{array}\right.---\left(i\right);$

其中，N为工频周期与采样周期的比值，U_ck、U_c(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电容电压幅值，I_Lk、I_L(k+1)分别为第k、k+1个采样时刻滤波电感电流幅值；

3)下垂控制部分采用阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制策略，根据阻性等效输出阻抗的鲁棒下垂控制原理，利用离散傅里叶变换DFT计算出滤波电容电压u_c在一个周期的有效值U_c，空载电压幅值参考值E^*减去U_c，得到的差值乘以系数K，再减去有功功率平均值P与下垂控制系数n的乘积，其差经过积分运算，得到参考电压幅值E；无功功率平均值Q与下垂控制系数m的积，加上空载角频率参考值ω^*，其和即为参考电压角频率ω；

4)PLL锁相环对滤波电容电压u_c锁相，得到初始相位角φ；根据参考电压幅值E、参考电压角频率ω和初始相位角φ，合成引入分频虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

5)线路电流i_o经带通滤波器分别提取得到基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh；

6)基波电流i_o1、3次谐波电流i_o3以及h次谐波电流i_oh分别乘以对应的虚拟复阻抗R₁-sL₁、sL₃以及sL_h之后，其和作为减数，u^* _ref作为被减数，进行减法运算，运算结果的差为电压环参考电压u_ref；其中，R₁为基波频段虚拟电阻值、L₁为基波频段虚拟电感值，L₃为3次谐波频段虚拟电感值，L_h为h次谐波频段虚拟电感值，s为复频率；

7)电压环参考电压u_ref、滤波电容电压u_c、微源输出电压U_dc、滤波电感电流i_L输入电压电流控制器，经电压外环电流内环调节，得到调制波信号D；

8)调制波信号D和三角载波进行双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制H桥逆变电路开关管的开通与关断。

2.根据权利要求1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤3)中，参考电压幅值E和参考电压角频率ω的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=\frac{1}{s}\[K(E^{*}-U_c)-nP\]\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+mQ\end{array}\right.---\left(ii\right);$

其中，s为复频率。

3.根据权利要求1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，引入分频虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref计算公式为：

$u_{ref}^{*}=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ω}t+\mathrm{\φ})---\left(iii\right).$

4.根据权利要求1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤5)中带通滤波器的传递函数为：

$i_{oh}=\frac{2{\mathrm{\ξh\ω}}_{0}s}{s^2+2{\mathrm{\ξh\ω}}_{0}s+h^2{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{i}_o---\left(iv\right);$

其中，ξ为阻尼系数，ω₀为基波角频率，h为基波谐波次数，s为复频率。

5.根据权利要求1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，电压环参考电压u_ref的计算公式为：

$u_{ref}=u_{ref}^{*}-(R_1-{\mathrm{sL}}_1)i_{o1}-\underset{h=3,5,...}{\Σ}{\mathrm{sL}}_h{i}_{oh}---\left(v\right);$

其中，s为复频率。

6.根据权利要求1所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤7)中电压环参考电压u_ref与滤波电容电压u_c的差值经PI控制器调制，输出内环电流参考值i_ref，离散调节公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}u\left(k\right)=u_{ref}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{ref}\left(k\right)=i_{ref}(k-1)+K_p*\left(\mathrm{\Δ}u\right(k)-\mathrm{\Δ}u(k-1\left)\right)+\mathrm{\Δ}u\left(k\right)*\frac{T_c}{K_i}\end{array}\right.---\left(vi\right);$

其中，K_p和K_i分别为PI调节器的比例系数和积分系数；T_c为采样周期；

i_ref与滤波电感电流i_L之差，乘以L/T_c，再加上u_c，最后乘以d/U_dc，就得到调制波信号D，无差拍控制输出的调制波信号D的离散计算公式如下：

$D\left(k\right)=\frac{d}{U_{dc}}\[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}\left(i_{ref}\right(k)-i_L(k\left)\right)\]---\left(vii\right);$

式中，d为调制系数，L为滤波电感值，T_c为采样周期，i_ref为输出内环电流参考值，D(k)是第k个采样时刻的调制波信号D的计算值，u_c(k)为第k个采样时刻的u_c采样值，i_ref(k)为第k个采样时刻的i_ref采样值，i_L(k)为第k个采样时刻的i_L采样值。

7.根据权利要求6所述的一种基于分频虚拟复阻抗的微电网多逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤7)中的调制波信号D的具体计算公式(ⅶ)中，d的取值范围为0.95～1.0。