CN104578454A

CN104578454A - 一种新型单相负载无线电能传输***及其设计方法

Info

Publication number: CN104578454A
Application number: CN201510027122.4A
Authority: CN
Inventors: 童为为; 钟志祥; 邵祥; 杜朋; 夏晨阳
Original assignee: China University of Mining and Technology CUMT
Current assignee: China University of Mining and Technology CUMT
Priority date: 2015-01-20
Filing date: 2015-01-20
Publication date: 2015-04-29

Abstract

本发明公开了一种新型单相负载无线电能传输***及其设计方法。以感应耦合器为界将主电路分为发送和接收两部分。发送部分包括直流电源、高频逆变器、原边谐振补偿机构、感应耦合器原边线圈；接收部分包括感应耦合器副边线圈、副边谐振补偿机构、矩阵变换器、滤波器及单相负载。直流电源通过高频逆变器转变为高频交流电，经原边谐振补偿后提供给感应耦合器原边线圈，感应耦合器副边线圈基于电磁感应原理拾取能量后再经矩阵变换器及滤波器为单相负载提供工频交流电。其显著效果是：矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节，改进的SPWM混合调制策略，成功解决了矩阵变换器换流困难的问题。

Description

一种新型单相负载无线电能传输***及其设计方法

技术领域

本发明涉及一种无线电能传输***，具体涉及一种新型单相负载无线电能传输***及其设计方法。

背景技术

传统有线电能传输模式通过导体之间直接相连的形式传送电能的，但随着社会的不断发展与进步，这种基于传统理论的接触式供电模式带来的弊端越来越明显，如容易产生磨损、插电火花、不易维护等，因此，基于感应耦合原理的无线电能传输（Wireless Power Transfer，简称WPT）技术应运而生。

目前无线电能传输技术主要是实现单相负载的无线供电，该***矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节，但由于采用双向开关，也增加了矩阵变换器换流的难度。在以往的调制策略中，双向开关的两个门极共用同一个驱动信号，当同一个桥臂的两个双向开关动作不同步时会引起严重的电压、电流浪涌，危害开关管安全。针对传统调制策略的不足，提出一种改进的SPWM混合调制策略，采用解耦分时驱动方法，可消除共用一个驱动信号引起的电压电流过冲震荡，且无需识别负载电流的极性即可实现一步自适应换流。

发明内容

本发明针对传统的单相负载无线电能传输***存在的不足，提出了一种新型单相负载无线电能传输***及其设计方法，该***矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节；再者，改进的SPWM混合调制策略，成功解决了矩阵变换器双向开关换流困难的问题。

本发明的目的是这样实现的，一种新型单相负载无线电能传输***，具体方案是一种新型单相负载无线电能传输***，以感应耦合器为界将主电路分为发送和接收两部分。发送部分包括直流电源、高频逆变器、原边谐振补偿机构、感应耦合器原边线圈；接收部分包括感应耦合器副边线圈、副边谐振补偿机构、矩阵变换器、滤波器及单相负载。

直流电源通过高频逆变器转变为高频交流电，经原边谐振补偿后提供给感应耦合器原边线圈，感应耦合器副边线圈基于电磁感应原理拾取能量后再经矩阵变换器及滤波器为单相负载提供工频交流电。

所述的***以感应耦合器为界，感应耦合器的原边线圈和副边线圈两者之间互不接触，实现了电能从原边到副边的无线传输。

所述的矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节；再者，改进的SPWM混合调制策略解决了矩阵变换器双向开关换流困难的问题。

所述的高频逆变器是电压型全桥逆变器，四个功率管采用180⁰互补导通模式。

所述的感应耦合器原边线圈和副边线圈材料相同。

所述的原边谐振补偿机构和副边谐振补偿机构分别采用串联电容补偿和并联电容补偿。

所述的矩阵变换器是由四个双向开关组成，每个双向开关是由两个IGBT共射极串联组成，矩阵变换器的控制方法采用改进的SPWM混合调制策略。

所述的一种新型单相负载无线电能传输***的设计方法：

1）忽略双向开关管的损耗，根据功率守恒定律，矩阵变换器及滤波器、单相负载可以等效为一相负载，从而使主电路等效为一个典型的原边串联补偿、副边并联补偿的单相无线电能传输***。

2）由算出感应耦合器副边线圈电感值L _s，再由算出副边谐振补偿机构电容值C _s，其中R _eq是从矩阵变换器的输入端看进去的等效电阻；是***高频逆变器工作角频率；Q _s是副边谐振补偿因数，Q _s一般取2~10。

3）根据***设计需要，设感应耦合器原边线圈电感值L _p为一固定值，则原边谐振补偿机构电容值，其中M是感应耦合器原边线与感应耦合器副边线圈之间的互感值。

有益效果，由于采用了上述方案，相比于传统的单相负载无线电能传输***，该***矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节；再者，改进的SPWM混合调制策略，成功解决了矩阵变换器双向开关换流困难的问题。

附图说明

图1是本发明的结构示意图。

图2是传统的单相负载无线电能传输***电路图。

图3是矩阵变换器的结构示意图。

图4是矩阵变换器工作原理图。

图5是一个桥臂的四路开关驱动图。

图6是SPWM混合调制组合逻辑图。

图7是感应耦合器副边线圈电压电流仿真图。

图8是单相负载输出电压仿真图。

图9是单相负载输出电压实验波形。

图中，1、直流电源；2、高频逆变器；3、原边谐振补偿机构；4、感应耦合器原边线圈；5、感应耦合器原副边互感；6、感应耦合器副边线圈；7、副边谐振补偿机构；8、矩阵变换器；9、滤波器；10、单相负载。

具体实施方案

实施例1：一种新型的单相负载无线电能传输***，以感应耦合器为界将主电路分为发送和接收两部分。发送部分包括直流电源1、高频逆变器2、原边谐振补偿机构3、感应耦合器原边线圈4；接收部分包括感应耦合器副边线圈6、副边谐振补偿机构7、矩阵变换器8、滤波器9及单相负载10。

所述的***以感应耦合器为界，感应耦合器原边线圈4和感应耦合器副边线圈6两者之间互不接触，实现了电能从原边到副边的无线传输。

所述的矩阵变换器8直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节；再者，改进的SPWM混合调制策略解决了矩阵变换器8双向开关换流困难的问题。

所述的高频逆变器2是电压型全桥逆变器，四个功率管采用180⁰互补导通模式。

所述的感应耦合器原边线圈4和感应耦合器副边线圈6材料相同。

所述的原边谐振补偿机构3和副边谐振补偿机构7分别采用串联电容补偿和并联电容补偿，目的在于提高单相负载10的输出电压和在单相负载10波动条件下的***频率稳定性。

所述的矩阵变换器8是由四个双向开关管组成，每个双向开关是由两个IGBT共射极串联组成，且矩阵变换器8的控制方法采用改进的SPWM混合调制策略，解决了双向开关换流困难的问题。

所述的矩阵变换器8用解结耦的思想理解电路工作原理。解结耦是指将电源电压分解为大于零和小于零两个电压，在这两个周期里分别对其进行控制，最后把两种情况组合起来，得到完整的矩阵变换器8工作原理。当矩阵变换器8输入为正极性高频正弦波时，将正向工作的逆变器定义为正组逆变器。反之，将负向工作的逆变器定义为负组逆变器。

本发明提出的改进的SPWM 混合调制策略可以实现一步自适应换流。以下是一相桥臂逻辑实现电路的设计过程。

1) 当矩阵变换器8输入为正极性高频正弦波时，触发负组逆变器的所有开关，正组逆变器按照常规 SPWM 调制方式正常工作。

2) 当矩阵变换器8输入为负极性高频正弦波时，触发正组逆变器的所有开关，负组逆变器按照常规 SPWM 调制方式正常工作。

与常规 SPWM 调制策略的正、负组逆变器交替运行相比，当主电路按照以上控制原则运行时，正、负组逆变器是按照以下协调关系运行：当其中一组逆变器工作时，另一组逆变器的所有开关管全部开通，充当续流回路。这样后级电路的换流问题就成为了普通逆变器的换流问题，实现一步自适应换流，有效降低了换流难度，减小开关管的电压、电流浪涌。矩阵变换器8工作原理图如图4所示。

以矩阵变换器8的一相桥臂为例，四路开关驱动信号的实现过程如下：利用正弦调制波U _r和锯齿波U _c比较得到两路互补的常规SPWM信号即SPWM1，，然后将这两路互补的SPWM信号与相位互补、占空比为0.5的方波，进行逻辑组合，方波，与高频逆变器驱动信号同频率。这样就能得到四路开关驱动信号，波形示意图如图5所示。另一桥臂的正弦调制波相位相差180⁰，以此类推不难得到另一桥臂的四路开关驱动信号。上述一个桥臂四路开关驱动信号的控制规则图如图6所示。

定义、SPWM1为“1”时呈高电平状态，反之低电平。定义矩阵变换器8双向开关函数S_1j：

(1)

根据上述控制原则列出电路的逻辑真值表表1。

由表1可以得出矩阵变换器8一相桥臂驱动信号的逻辑表达式：

(2)

由此不难得到阵变换器8另一相桥臂驱动信号的控制规则。改进的SPWM混合调制策略简单且易于实现，只需对普通的SPWM进行适当的逻辑组合即可实现对矩阵变换器8解耦分时驱动，并能实现自适应一步换流。

对于图1***参数的设计，已知单相负载的电阻、输出电压、功率分别为R ₀、U ₀、P ₀，设矩阵变换器8从输入端看进去的等效电阻、电压、功率分别为R _eq、U _i、P _i，其中矩阵变换器8的输入输出电压均为有效值。忽略开关管的损耗，根据矩阵变换器8输入输出端功率相等的原则，有，即

(3)

矩阵变换器8电压传递系数为，式中m为调制系数，且定义，U _rm、U _cm分别是正弦调制波幅值、锯齿波幅值。显然，m≤1。当m=1时取得最大值，则矩阵变换器8的输出电压与输入电压之间的关系为

(4)

把（4）式代入（3）式得

(5)

此时主电路就能等效为一个传统的原边串联补偿，副边并联补偿的单相无线供电***。

由算出感应耦合器副边线圈6电感值L _s如下：

(6)

式中，ω是***高频逆变器2工作角频率；Q _s为副边谐振补偿因数，Q _s一般取2~10，否则会导致***不稳定，出现多零相位解，也容易造成***对电量参数的敏感。

由算出副边谐振补偿机构7电容值C _s如下：

(7)

根据***设计需要，设感应耦合器原边线圈4电感值L _p为一固定值，则原边谐振补偿机构3电容值C _p如下：

(8)

式中M是感应耦合器原边线圈4与感应耦合器副边线圈6之间的互感值。

图7是感应耦合器副边线圈6电压电流仿真图，可以看出副边线圈电压电流近似于同相位，实现了谐振，降低了双向开关的过冲震荡。图8是单相负载10输出电压仿真图，可见经过滤波器9滤波后单相负载10获得工频交流电。根据上述分析，搭建了图1实验平台，正弦调制波的频率是50Hz，高频逆变器2的开关频率是10kHz，矩阵变换器7的开关频率是20 kHz，实验波形图如图9所示。

Claims

1.一种新型单相负载无线电能传输***，其特征在于：该***以感应耦合器为界将主电路分为发送和接收两部分，其中发送部分包括直流电源、高频逆变器、原边谐振补偿机构、感应耦合器原边线圈；接收部分包括感应耦合器副边线圈、副边谐振补偿机构、矩阵变换器、滤波器及单相负载；直流电源通过高频逆变器转变为高频交流电，经原边谐振补偿后提供给感应耦合器原边线圈，感应耦合器副边线圈基于电磁感应原理拾取能量后再经矩阵变换器及滤波器为单相负载提供工频交流电；所述的***以感应耦合器为界，感应耦合器的原边线圈和副边线圈两者之间互不接触，实现了电能从原边到副边的无线传输；所述的矩阵变换器直接进行交-交变换，无需中间整流滤波环节；再者，改进的SPWM混合调制策略解决了矩阵变换器双向开关换流困难的问题。

2.根据权利要求1所述的一种新型单相负载无线电能传输***，其特征在于：高频逆变器是电压型全桥逆变器，四个功率管采用180⁰互补导通模式。

3.根据权利要求1所述的一种新型单相负载无线电能传输***，其特征在于：感应耦合器原边线圈和副边线圈材料相同。

4.根据权利要求1所述的一种新型单相负载无线电能传输***，其特征在于：原边谐振补偿机构和副边谐振补偿机构分别采用串联电容补偿和并联电容补偿。

5.根据权利要求1所述的一种新型单相负载无线电能传输***，其特征在于：矩阵变换器是由四个双向开关组成，每个双向开关是由两个IGBT共射极串联组成，矩阵变换器的控制方法采用改进的SPWM混合调制策略。

6.根据权利要求1所述的一种新型单相负载无线电能传输***的设计方法，其特征在于：1）忽略双向开关的损耗，根据功率守恒定律，矩阵变换器及滤波器、单相负载可以等效为一相负载，从而使主电路等效为一个典型的原边串联补偿、副边并联补偿的单相无线电能传输***；2）由算出感应耦合器副边线圈电感值L _s，再由算出副边谐振补偿机构电容值C _s，其中R _eq是从矩阵变换器输入端看进去等效电阻；ω是***高频逆变器工作角频率；Q _s是副边谐振补偿因数，Q _s一般取2~10；3）根据***设计需要，设感应耦合器原边线圈电感值L _p为一固定值，则原边谐振补偿机构电容值，其中M是感应耦合器原边线圈与感应耦合器副边线圈之间的互感值。