CN203398993U - 一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型提出一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路,包括松耦合变压器T1、MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、二极管D1、D2、D3、D4、谐振电容Cs和电源DC。本实用新型通过谐振电容和原边电感串联的方式,利用全桥谐振变换器的MOS管的零电流导通和零电压关断,减小了开通和关断时的电压尖峰,提高的电源的效率,减小了损耗,减小了器件开关过程中产生的电磁干扰,为了谐振变换电路提高了开关频率,提高了效率。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路,属于功率变换技术领域。
背景技术
高频逆变部分是非接触电能传输***的核心组成部分之一,输出高频电压或电流,对非接触电能传输***的传输能力和传输效率产生影响。目前大多数非接触电能传输***产生高频电压(电流)通常采用SPWM方式,这样的控制方式存在一些缺点:
第一、为了得到正弦度比较高的正弦波,假设开关频率为正弦波频率的10倍,为了得到一个30-100kHz的正弦波,开关频率至少为300kHz,如果要得到更高的正弦波,开关频率还要更高,使器件的开关损耗增加。
第二、SPWM变换技术不能根据负载和开关频率的不同,可以实现零电流关断和零电压开通。
实用新型内容
本实用新型的目的在于克服现有技术不足,提供
本实用新型的技术解决方案:一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路,包括松耦合变压器T1、MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、二极管D1、D2、D3、D4、谐振电容Cs和电源DC,MOS管Q1的漏极与电源DC的正极连接,MOS管Q2的源极与电源DC的负极连接,MOS管Q1的源极与MOS管Q2的漏极相连接,MOS管Q3的源极与MOS管Q4的漏极相连接,松耦合变压器T1原边的一端连接到MOS管Q3与MOS管Q4的连接端,松耦合变压器T1原边的另一端串接谐振电容Cs连接到MOS管Q1与MOS管Q2的连接端,松耦合变压器T1的副边与整流电路连接,MOS管Q1的漏极与二极管D1的正极连接,MOS管Q1的源极与二极管D1的负极连接,MOS管Q2的漏极与二极管D2的正极连接,MOS管Q2的源极与二极管D2的负极连接,MOS管Q3的漏极与二极管D3的正极连接,MOS管Q3的源极与二极管D3的负极连接,MOS管Q4的漏极与二极管D4的正极连接,MOS管Q4的源极与二极管D4的负极连接。
本实用新型与现有技术相比的有益效果:
(1)本实用新型通过谐振电容和原边电感串联的方式,利用全桥谐振变换器的MOS管的零电流导通和零电压关断,减小了开通和关断时的电压尖峰,提高的电源的效率,减小了损耗,减小了器件开关过程中产生的电磁干扰,为了谐振变换电路提高了开关频率,提高了效率;
(2)本实用新型采用的电路简单,减小了开关管开通和关断时的电压尖峰,提高了效率,减小了损耗,工作稳定可靠,故障率低,有利于推广。
附图说明
图1为本实用新型电路原理框图;
图2为本实用新型逆变电压和谐振电流波形图。
具体实施方式
以下结合图1及具体实例对本实用新型进行详细说明。
本实用新型在非接触电能传输中的功率变换中,根据负载和开关频率的不通,可以实现零电流关断和零电压开通,频率远小于SPWM所需的频率,开关损耗小,电压(电流)波形接近正弦,EMI小,使整个***简单,干扰小,工作稳定可靠。
本实用新型如图1所示,包括松耦合变压器T1、MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、二极管D1、D2、D3、D4、谐振电容Cs和电源DC,MOS管Q1的漏极与电源DC的正极连接,MOS管Q2的源极与电源DC的负极连接,MOS管Q1的源极与MOS管Q2的漏极相连接,MOS管Q3的源极与MOS管Q4的漏极相连接,松耦合变压器T1原边的一端连接到MOS管Q3与MOS管Q4的连接端,松耦合变压器T1原边的另一端串接谐振电容Cs连接到MOS管Q1与MOS管Q2的连接端,松耦合变压器T1的副边连接整流电路,MOS管Q1的漏极与二极管D1的正极连接,MOS管Q1的源极与二极管D1的负极连接,MOS管Q2的漏极与二极管D2的正极连接,MOS管Q2的源极与二极管D2的负极连接,MOS管Q3的漏极与二极管D3的正极连接,MOS管Q3的源极与二极管D3的负极连接,MOS管Q4的漏极与二极管D4的正极连接,MOS管Q4的源极与二极管D4的负极连接。
二极管D5、D6、D7、D8,用于整流,和滤波电容C2、电阻Re组成滤波电路。
如图2所示,本实用新型的工作流程为:
(1) (t0-t1)时刻
Q2,Q3关断,Q1,Q4还没有导通,谐振电流ID1,ID4通过Q1和Q4的体二极管续流。在这个阶段,谐振电感的储能一部分回馈电源,另外一部分给电容充电UCp,谐振电容电压负向升高。
(2) (t1-t2)时刻
Q1,Q4导通,但是并不是立刻有正向电流流过,由于谐振电流Ip仍然是流过开关的体二极管,所以开关管实现了零电压和零电流开通。
(3) (t2-t3)时刻
Q1,Q4维持导通,谐振电流由负向变正向,电容反向充电释放电能,电流值增大,电感储能。
(4) (t3-t4)时刻
Q1,Q4维持导通,谐振电流减小,电感释放电能,电容两端电压由负变正且不断增大。
(5) (t4-t5)时刻
Q1,Q4关断,Q2,Q4还没有导通,谐振电流通过Q2,Q3的体二极管续流。在这个阶段,谐振电感的储能一部分回馈电源,另外一部分给电容充电,谐振电容电压继续正向升高。
(6) (t5-t6)时刻
Q2,Q3导通,谐振电流仍然通过开关管的体二极管,所以Q2,Q3也实现了零电流开通,谐振电流减小到零,也就是通过体二极管的电流降低至零。同时,串联电容上的电压也达到了正向最大值。
(7) (t6-t7)时刻
Q2,Q3维持导通,谐振电流由正向变为负向,电容反向充电释放电能,电流值增大,电感储能。电容两端的电压值降为零,谐振电流达到最大值。
(8) (t7-t8)时刻
Q2,Q3关断,Q1,Q4还没有导通,谐振电流ID1和ID4通过Q1和Q4的体二极管续流。在这个阶段回到(t0-t1)时刻,谐振电感的储能一部分回馈电源,另外一部分给电容充电,谐振电容电压负向升高。
从波形可以看出电源工作时,全桥谐振变换器工作在软开关状态。
本实用新型未详细说明部分为本领域技术人员公知技术。
Claims (1)
1.一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路,其特征在于:包括松耦合变压器T1、MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、二极管D1、D2、D3、D4、谐振电容Cs和电源DC,MOS管Q1的漏极与电源DC的正极连接,MOS管Q2的源极与电源DC的负极连接,MOS管Q1的源极与MOS管Q2的漏极相连接,MOS管Q3的源极与MOS管Q4的漏极相连接,松耦合变压器T1原边的一端连接到MOS管Q3与MOS管Q4的连接端,松耦合变压器T1原边的另一端串接谐振电容Cs连接到MOS管Q1与MOS管Q2的连接端,松耦合变压器T1的副边与整流电路连接,MOS管Q1的漏极与二极管D1的正极连接,MOS管Q1的源极与二极管D1的负极连接,MOS管Q2的漏极与二极管D2的正极连接,MOS管Q2的源极与二极管D2的负极连接,MOS管Q3的漏极与二极管D3的正极连接,MOS管Q3的源极与二极管D3的负极连接,MOS管Q4的漏极与二极管D4的正极连接,MOS管Q4的源极与二极管D4的负极连接。
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CN201320391892.3U CN203398993U (zh) | 2013-07-03 | 2013-07-03 | 一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路 |
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CN201320391892.3U Expired - Lifetime CN203398993U (zh) | 2013-07-03 | 2013-07-03 | 一种非接触电能传输的全桥谐振变换电路 |
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CN (1) | CN203398993U (zh) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106240395A (zh) * | 2016-08-29 | 2016-12-21 | 重庆大学 | 电动汽车无线供电***的分段导轨软切换方法 |
US10003267B1 (en) | 2016-12-19 | 2018-06-19 | Analog Devices Global | Isolated DC-DC converter with an H-bridge circuit |
CN108879994A (zh) * | 2018-07-27 | 2018-11-23 | 西安电子科技大学 | 自谐振式无线供电装置 |
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2013
- 2013-07-03 CN CN201320391892.3U patent/CN203398993U/zh not_active Expired - Lifetime
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