CN104578453A - 频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置。该装置包括高频功率电源、发射模块、接收模块、发射端检测模块、接收端检测模块、数字控制器、整流调压模块和负载。本发明的主要特点在于能够根据发射线圈和接收线圈耦合磁场变化、主电路参数变化以及负载变化实时跟随优化的频率，从而提高***总体上（电源至负载）的功率和效率，既可应用于固定频率条件下失谐问题的解决方案，也可应用于频率可变稳定功率和效率的场合，具有广泛的应用前景。

Description

频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置

技术领域

本发明涉及磁谐振耦合无线输电装置技术领域，具体涉及可根据功率和效率要求可自调整频率动态调谐的无线输电装置。

背景技术

2006年，麻省理工学院(MIT)的研究人员利用磁谐振耦合无线输电装置成功的以40％的效率点亮了一个2m左右处60W的灯泡，该实验打破了当时为实现中长距离高效率无线输送电能所面临的困境，引发了人们研究并优化磁谐振耦合无线输电装置的热潮。

磁谐振耦合无线输电装置是一种利用磁谐振耦合技术实现电能从电源无线传输至负载的装置。磁谐振耦合无线输电装置包括高频功率电源，发射线圈，接收线圈，调谐电容，整流调压模块和负载。整流调压模块用于变换接收的电能输送至负载，也可实现与负载端的阻抗匹配改善电能传输的效率和输送至负载的最大传输功率。

由于无线传输能量主要依靠发射线圈与相应调谐电容的谐振，接收线圈与相应调谐电容的谐振形成的耦合磁场，因此保持发射模块和接收模块的谐振频率一致对于保持传输电能效率及输送功率至关重要。然而高频功率源的频率变化，由温度，时间和周围磁场变化引起的发射接收线圈，调谐电容参数变化以及负载阻抗角的变化等都会造成发射模块和接收模块的失谐。同时发射线圈和接收线圈耦合磁场变化(主要由线圈相对位置变化引起)以及负载的变化(轻载或重载等)也将影响***的传输功率和效率，引起输出不稳定。

现有技术集中于解决高频功率电源与发射模块之间的频率跟踪控制问题或发射模块频率固定情况下接收模块的失谐问题，主要考虑发射线圈和接收线圈之间传输功率及效率或发射线圈至负载之间效率，没有从总体上(电源至负载)考虑***的传输功率和效率是否达到要求。对磁谐振耦合无线输电装置的优化亟需解决以下问题：当负载变化和发射线圈与接收线圈位置变化时保持传输功率和效率满足要求以及对高频功率电源效率的影响；当高频功率电源的频率发生变化时发射模块和接收模块中的电感和电容以及各寄生参数值都将发生变化，对***调谐产生不利影响；理论分析中接收***的负载往往视为纯电阻负载，而实际的负载往往是阻感性或阻容性负载，负载特性变化往往使得接收***更容易失谐，失谐问题也常常更难解决。

发明内容

鉴于现有技术的以上不足之处，本发明提供一种频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，应对负载和发射线圈与接收线圈位置变化可实现满足***效率和传输功率要求的谐振频率自调节，且接收模块在负载(可将整流调压模块及其所接负载都视为接收端的负载部分)和元件参数变化的情况下都能跟随最优谐振频率。具体技术方案如下。

频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其包含：高频功率电源、发射模块、接收模块、发射端检测模块、接收端检测模块、数字控制器、数字控制器、整流调压模块和负载；高频功率电源的开关器件驱动信号输入端与数字控制器的输出端相连；高频功率电源的输出与发射模块相连，发射端检测模块的输入端与发射模块相连，发射端检测模块的输出端与第一数字控制器的输入端相连，第一数字控制器的输出还与发射模块相连；接收模块的输出端与整流调压模块相连，接收端检测模块的输入端与接收模块相连，接收端检测模块的输出端与第二数字控制器相连；第二数字控制器的输出端与接收模块相连；整流调压模块的输出接负载。

进一步的，所述发射模块包含阻抗变换网络、第一调谐电容和发射线圈，其中第一调谐电容和发射线圈串联，阻抗变换网络的输入连接高频功率电源的输出，阻抗变换网络的输出与第一调谐电容和发射线圈的串联电路两端相连；所述接收模块包含第二调谐电容和接收线圈，其中第二调谐电容和接收线圈并联；第一数字控制器的输出接高频功率电源的开关器件驱动信号输入端、阻抗变换网络的可变无源器件控制端、第一调谐电容控制端，控制高频功率电源的开关频率、阻抗变换网络的阻抗值和第一调谐电容的容值；第二数字控制器的输出端与第二调谐电容控制端相连，控制第二调谐电容的值。

进一步的，所述的第一数字控制器和第二数字控制器均包括DSP模块(DSP控制电路)，具体工作过程是：当发射端检测模块的检测信号和接收端检测模块的检测信号输送至相应的DSP模块中，第一数字控制器通过频率优化算法计算得出的频率改变高频功率电源的频率，相应的阻抗变化网络的可变无源元件值和第一调谐电容值；第一数字控制器中内置的无线通信模块将优化的谐振频率信号传送至第二数字控制器，第二数字控制器根据优化的谐振频率改变第二调谐电容的值重新达到新的谐振状态；重复上述工作过程直至发射端检测模块和接收端检测模块检测的传输功率和效率满足要求，计算停止，此时的谐振频率为最终***优化谐振频率。

进一步的，当第一数字控制器中的DSP模块接收到发射端检测模块的电压和电流信号，计算两者相位差，调节第一调谐电容的值直至相位差减小至零；同时根据发射端检测模块电压和电流的信号，数字控制器计算发射线圈和第一调谐电容的等效电阻值R，进而得出阻抗变换网络中可变无源元件的值以实现高频功率电源的开关最优工作状态；

当负载阻抗角变化或接收模块中接收线圈电感和寄生电容参数变化或第二数字控制器接收到数字控制器发送的优化的谐振频率信号，第二数字控制器中DSP模块根据接收到的接收端检测模块电压和电流信号以及优化的谐振频率信号计算得到第二调谐开关电容的值。

进一步的，发射端检测模块包括电压电流霍尔传感器及其调理电路，第一调谐电容与发射线圈组成部分的电压、电流和有功功率检测电路；所述接收端检测模块包括电压电流霍尔传感器及其调理电路，整流调压模块输入端有功功率检测电路。

进一步的，所述阻抗变换网络由可变的电容和电感组成，阻抗值的改变由第一数字控制器控制，通过改变其自身阻抗值实现高频功率电源开关器件的最佳开关工作状态。

进一步的，所述的频率优化算法从磁耦合谐振无线输电装置的整体功率和效率的角度根据发射端检测模块检测的发射线圈的电流、发射线圈两端有功功率和第一调谐电容电压和接收端检测模块检测的整流调压模块输入端的电压、电流计算出高频功率电源开关频率、阻抗变换网络阻抗值、第一调谐电容值和第二调谐电容值，实时调整上述值重复计算直至效率和功率达到要求，发射线圈与第一调谐电容达到谐振以及接收线圈与第二调谐电容达到谐振。

本发明能根据***效率和传输功率的要求自动地跟随最优谐振频率，不仅实现了高频功率电源与发射模块的频率跟随，也实现了不同负载下的接收模块的频率跟随，具有智能性和可靠性。

与现有技术相比本发明具有如下优点：

1、频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置可根据负载变化(轻载和重载等)和发射线圈与接收线圈位置变化(距离、角度和错位等)调节高频功率电源、发射模块谐振和接收模块谐振共有的频率，以满足既定的功率和效率要求。

2、频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置中数字控制阻抗变换网络中可变无源元件的值可实现高频功率电源中开关器件的最优工作状态，提高了电源输出性能。

3、频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置中数字可控的调谐电容可解决发射模块和接收模块的失谐问题，同时不同于以往仅限于纯电阻负载的分析，针对于阻感性或阻容性负载同样适用。

附图说明

图1为本发明实施例的一种频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置结构示意图。

图2为本发明实施例的一种频率自优化***的频率优化算法流程示意图。

图3为图1简化的主电路等效图。

图4为失谐后阻感性负载变化下的功率变化曲线图。

图5为失谐后阻感性负载变化下的效率变化曲线图。

图6为失谐后阻容性负载变化下的功率变化曲线图。

图7为失谐后阻容性负载变化下的效率变化曲线图。

图8为接收线圈第二调谐电容调整简化图。

具体实施方案

以下结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的具体实施做出详细说明，但所描述的实施例仅为本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。需指出的是，以下若有未特别详细说明书的过程或符号，均是本领域技术人员可参照现有技术实现或按惯常表达理解的。

如图1所示，为本发明的频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置结构示意图，以下结合本图说明本发明的工作原理。

图1中，第一数字控制器4针对负载变化、发射线圈与接收线圈位置变化即耦合系数的变化根据效率和传输功率的要求按照设定的优化算法得出最优频率，根据最优谐振频率第一数字控制器4和第二数字控制器6分别调节第一调谐电容C₁和第二调谐电容C₂的值达到新的谐振状态，此时调节阻抗网络可变无源元件的值使得高频频率电源开关器件工作在最佳开关状态，然后检验功率和效率是否达到既定要求，如果没有则重复上述过程。根据图1设定的***优化算法程序示意图如图2所示。

图3为根据图1主电路简化的等效图，其中高频功率电源等效为高频交流源V_AC，第一电感L₁和第一电容C₁实现发射模块中的谐振，R₁等效为发射线圈和电源的电阻，第二电感L₂和第二电容C₂实现接收模块的谐振，整流调压***和负载共同等效于图2中的阻抗负载Z_L(将接收线圈R₂纳入到负载中)。假设第一回路1和第二回路2在负载为纯电阻性负载时已达到谐振状态，谐振频率f₀等于高频交流源V_AC的频率f(谐振角频率ω₀满足 ${\mathrm{\ω}}_0{L}_1=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_1},{\mathrm{\ω}}_0{L}_2=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_2}$ )此时传递至负载R_L的功率P_L0为 $P_{L0}=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_{0}M\right)}^2{V}_{\mathrm{AC}}^2{R}_L}{{(R_1{R}_L+{\left({\mathrm{\ω}}_{0}M\right)}^2)}^2},$ 效率η₀为当负载变为阻抗负载Z_L(假设电阻值R_L仍一致)时，显然，第二回路2将失谐。以下分情况讨论失谐后阻抗负载Z_L对***性能的影响。

(1)当阻抗负载Z_L为阻感性负载时，即Z_L＝R_L+jωL_L，第二回路2的总阻抗Zs为 $Z_S=R_L+\mathrm{j\&omega;}(L_2+L_L)-\frac{1}{\mathrm{j\&omega;}{C}_2}=R_L+\mathrm{jQ}{R}_L[n(1+\mathrm{\&lambda;})-n^{-1}],$ 其中 $Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_2}{R_L}=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_0{C}_2{R}_L},$ 第二回路2由于磁耦合在第一回路1的反射阻抗Z_R为其中γ＝n²(1+λ)-1，则第一回路1总阻抗Z_P表示为 $Z_P=R_1+\mathrm{j\&omega;}{L}_1-j\frac{1}{\mathrm{\&omega;}{C}_1}+Z_R=R_1+\frac{n^4{\mathrm{\&omega;}}_0^2{M}^2}{R_L(n^2+Q^2{\mathrm{\&gamma;}}^2)}+j\frac{R_L^2(n^2+Q^2{\mathrm{\&gamma;}}^2)(n^2-1)Q_1^{\&prime;}-\mathrm{Q\&gamma;}{n}^4{\mathrm{\&omega;}}_0^2{M}^2}{R_{L}n(n^2+Q^2{\mathrm{\&gamma;}}^2)}$ 其中假定高频交流电源仍保持频率f₀不变，即n＝1，故Z_S＝R_L+jQλR_L，作为举例，一种谐振耦合无线输电***的参数是f₀＝1MHz，L₁＝L₂＝40μH，C₁＝C₂＝633.26pF，R₁＝2Ω,R_L＝5Ω，耦合系数k＝0.1，则接入阻感性负载的输出功率 $P_L=\frac{{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2{V}_{\mathrm{AC}}^2{R}_L}{R_1^2{R}_L^2(1+Q^2{\mathrm{\&lambda;}}^2)+2R_1{R}_L{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^4},$ 效率 $\mathrm{\&eta;}=\frac{{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2}{\sqrt{1+Q^2{\mathrm{\&lambda;}}^2}\sqrt{R_1^2{R}_L^2(1+Q^2{\mathrm{\&lambda;}}^2)+2R_1{R}_L{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^4}},$ 负载输出功率比效率比随λ变化的曲线分别如图4和图5所示，其中改变第二回路2的Q值可得到不同α、β曲线，Q₁<Q₂<Q₃<Q₄。

(2)当阻抗负载Z_L为阻容性负载时，即第二回路2的总阻抗Z_S为 $Z_S=R_L+\mathrm{j\&omega;}{L}_2-j\frac{1}{\mathrm{\&omega;}}(\frac{1}{C_2}+\frac{1}{C_L})=R_L+j{R}_{L}Q[n-n^{-1}(1+{\mathrm{\&sigma;}}^{-1})],$ 其中 $Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_2}{R_L}=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_0{C}_2{R}_L},$ 假定高频交流电源仍保持频率f₀不变，即n＝1，故Z_S＝R_L-jQσ^-1R_L，第一回路1总阻抗Z_P表示为作为举例，一种谐振耦合无线输电***的参数是f₀＝1MHz，L₁＝L₂＝40μH，C₁＝C₂＝633.26pF，R₁＝2Ω,R_L＝5Ω，耦合系数k＝0.1，则接入阻容性负载的输出功率 $P_L=\frac{{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2{V}_{\mathrm{AC}}^2{R}_L}{R_1^2{R}_L^2(1+Q^2{\mathrm{\&sigma;}}^{-2})+2R_1{R}_L{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^4},$ 效率 $\mathrm{\&eta;}=\frac{{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2}{\sqrt{1+Q^2{\mathrm{\&sigma;}}^{-2}}\sqrt{R_1^2{R}_L^2(1+Q^2{\mathrm{\&sigma;}}^{-2})+2R_1{R}_L{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_{0}M\right)}^4}},$ 负载输出功率比 $\mathrm{\&alpha;}=\frac{P_L}{P_{L0}},$ 效率比随σ变化的曲线分别如图6和图7所示，其中改变第二回路2的Q值可得到不同α、β曲线，Q₁<Q₂<Q₃<Q₄。

由上述分析可知，失谐后的输出功率和效率的跌落与负载感抗同线圈电抗的比λ或负载容抗与调谐容抗的比σ有关。当负载为阻感性负载时，输出功率和效率随λ的增大而下降，且下降的幅度很大，下降的变化率与谐振时二次回路的Q值有关，Q值越大输出功率的变化率越小而效率的变化率越大；当负载为阻容性负载时，输出功率和效率随σ的减少而下降，当负载所带电容大于调谐电容三个数量级以上时，输出功率和效率基本不变，当负载中容抗较小时，会引起输出功率和效率较大的跌落，下降的变化率与谐振时二次回路的Q值有关，Q值越大输出功率的变化率越小而效率的变化率越大。

以阻感性负载为例，Z_L＝R_L+jωL_L,为使第二回路2谐振频率f_r跟随频率自优化***设置的电源频率f_s。根据简化等效电路图8，其中L₁，R₁分别为发射线圈的等效电感和等效电阻，C₁为第一调谐电容，L₂，R₂为接收线圈的等效电感和等效电阻，C_S为接受线圈的寄生电容，C₂为第二调谐电容，则回路有 $Y=\frac{R_2}{R_2^2+{(2\mathrm{\&pi;f}{L}_2-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;f}{C}_S})}^2}+\frac{R_L}{R_L^2+{\left(2\mathrm{\&pi;f}{L}_L\right)}^2}+j(2\mathrm{\&pi;f}{C}_2-\frac{2\mathrm{\&pi;f}{L}_2-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;f}{C}_S}}{R_2^2+{(2\mathrm{\&pi;f}{L}_2-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;f}{C}_S})}^2}-\frac{2\mathrm{\&pi;f}{L}_L}{R_L^2+{\left(2\mathrm{\&pi;f}{L}_L\right)}^2}),$ 则只要第二回路2的第二调谐电容C₂按 $C_2=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_S}[\frac{2\mathrm{\&pi;f}{L}_2-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;f}{C}_S}}{R_2^2+{(2\mathrm{\&pi;f}{L}_2-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;f}{C}_S})}^2}+\frac{2\mathrm{\&pi;f}{L}_L}{R_L^2+{\left(2\mathrm{\&pi;f}{L}_L\right)}^2}]$ 变化即可，故图2中的算法2可表示为其中Z_S、为接收模块接收线圈的阻抗及阻抗角，Z_L、分别为负载的阻抗及阻抗角。

当负载为纯电阻性负载，可单向改变C₂的值(增大或减少)直至检测到接收模块两端即整流调压模块7输入端电压及流经的电流相位差为0，此方法同样适用于调节第一调谐电容的值。

对于调整阻抗变换网络使高频功率电源开关器件达到最佳开关工作状态的目的在于降低开关损耗以提高电源至接收模块的效率及传输功率。以E类高频逆变电源为例，其最佳开关工作状态为开关导通时开关两端电压v_DS为0(即零电压开通v_DS＝0)和开关导通时开关两端电压对时间的导数为0(即dv_DS/dt＝0)。对于一个固定的开关频率，存在一个最佳的电阻R_opt(对于图1***即为从第一调谐电容和发射线圈部分看进去的等效电阻)使得开关能够达到最佳开关状态，因此可调整阻抗变换网络使得R_in＝R_opt。

以上对所公开的实施例进行了说明，本发明及其实施方式不应仅限于此，附图中所示也只是本发明的实施方式之一。本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现；本发明实施例的部分部件也可以组合、替代在其他实施例。因此本发明实施例不会被限制于所示的实施例，而是符合与公开的原理和特点相一致的最宽的范围，且本发明的各部件及其相似部件均应属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于包含：

高频功率电源（1）、发射模块、接收模块、发射端检测模块（3）、接收端检测模块（5）、第一数字控制器（4）、第二数字控制器（6）、整流调压模块（7）和负载（8）；高频功率电源的开关器件驱动信号输入端与第一数字控制器（4）的输出端相连；高频功率电源的输出与发射模块相连，发射端检测模块的输入端与发射模块相连，发射端检测模块的输出端与第一数字控制器的输入端相连，第一数字控制器的输出还与发射模块相连；接收模块的输出端与整流调压模块相连，接收端检测模块的输入端与接收模块相连，接收端检测模块的输出端与第二数字控制器相连；第二数字控制器的输出端与接收模块相连；整流调压模块的输出接负载。

2.根据权利要求1所述的频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于所述发射模块包含阻抗变换网络（2）、第一调谐电容（C₁）和发射线圈（L_S），其中第一调谐电容（C₁）和发射线圈（L_S）串联，阻抗变换网络的输入连接高频功率电源的输出，阻抗变换网络的输出与第一调谐电容（C₁）和发射线圈（L_S）的串联电路两端相连；所述接收模块包含第二调谐电容（C₂）和接收线圈（L_D），其中第二调谐电容（C₂）和接收线圈（L_D）并联；第一数字控制器（4）的输出接高频功率电源的开关器件驱动信号输入端、阻抗变换网络（2）的可变无源器件控制端、第一调谐电容（C₁）控制端，控制高频功率电源（1）的开关频率、阻抗变换网络（2）的阻抗值和第一调谐电容（C₁）的容值；第二数字控制器的输出端与第二调谐电容控制端相连，控制第二调谐电容的值。

3.根据权利要求1所述的频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于所述的第一数字控制器和第二数字控制器均包括DSP模块，具体工作过程是：当发射端检测模块的检测信号和接收端检测模块的检测信号输送至相应的DSP模块中，第一数字控制器通过频率优化算法计算得出的频率改变高频功率电源的频率，相应的阻抗变化网络的可变无源元件值和第一调谐电容值；第一数字控制器中内置的无线通信模块将优化的谐振频率信号传送至第二数字控制器，第二数字控制器根据优化的谐振频率改变第二调谐电容的值重新达到新的谐振状态；重复上述工作过程直至发射端检测模块和接收端检测模块检测的传输功率和效率满足要求，计算停止，此时的谐振频率为最终***优化谐振频率。

4.根据权利要求3所述的频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于当第一数字控制器中的DSP模块接收到发射端检测模块的电压和电流信号，计算两者相位差，调节第一调谐电容的值直至相位差减小至零；同时根据发射端检测模块电压和电流的信号，数字控制器计算发射线圈和第一调谐电容的等效电阻值，进而得出阻抗变换网络中可变无源元件的值以实现高频功率电源的开关最优工作状态；

当负载阻抗角变化或接收模块中接收线圈电感和寄生电容参数变化或第二数字控制器接收到数字控制器发送的优化的谐振频率信号，第二数字控制器中DSP模块根据接收到的接收端检测模块电压和电流信号以及优化的谐振频率信号计算得到第二调谐开关电容的值。

5.根据权利要求3所述的频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于发射端检测模块包括电压电流霍尔传感器及其调理电路，第一调谐电容与发射线圈组成部分的电压、电流和有功功率检测电路；所述接收端检测模块包括电压电流霍尔传感器及其调理电路，整流调压模块输入端有功功率检测电路。

6.根据权利要求1所述的一种频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于所述阻抗变换网络（2）由可变的电容和电感组成，阻抗值的改变由第一数字控制器（4）控制，通过改变其自身阻抗值实现高频功率电源开关器件的最佳开关工作状态。

7.根据权利要求3所述的一种频率自优化动态调谐的磁耦合谐振无线输电装置，其特征在于所述的频率优化算法从磁耦合谐振无线输电装置的整体功率和效率的角度根据发射端检测模块检测的发射线圈（L_S）的电流（I₁）、发射线圈（L_S）两端有功功率P和第一调谐电容电压（U_C1）和接收端检测模块检测的整流调压模块（7）输入端的电压（U₂）、电流（I₂）计算出高频功率电源（1）开关频率、阻抗变换网络（2）阻抗值、第一调谐电容（C1）值和第二调谐电容（C2）值，实时调整上述值重复计算直至效率和功率达到要求，发射线圈（L_S）与第一调谐电容（C₁）达到谐振以及接收线圈（L_D）与第二调谐电容（C₂）达到谐振。