CN104393598A - 一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，通过锁相环实时改变谐振控制器的中心频率，这样克服了现有的控制方法频率适应范围较窄的缺陷，提高了频率适应的范围；在实际的配置中，通过在电路控制器中增加了改进型谐振控制器或改进型准谐振控制器，这样既能保持谐振控制效果，又能提高***的稳定性。其次，控制器直接在离散域设计，避免了通过连续域设计再变换到离散域过程中所产生的误差。

Description

一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法

技术领域

本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的飞速发展，非线性负载的应用导致了电网的谐波污染问题，为了解决电网日益严重的谐波问题，研制出了大量的有源电力滤波器。然而为了提高有源电力滤波器的谐波补偿精度，电流控制技术成为一个研究热点。

中国发明专利《一种并联型准比例谐振有源电力滤波器及控制方法》(公开号：103683292A)公开了一种基于锁相环的频率自适应准比例谐振控制方法，该方法采用单零点准比例谐振控制器，控制器高频段会给***引入90°相位滞后，降低了***的稳定性，且限制了***带宽的提高。中国发明专利《并联型有源电力滤波器的准比例谐振控制方法及控制***》(公开号：102931660A)公开了一种连续域的频率自适应准比例谐振控制方法，当采用DSP(数字信号处理)实现时，需要通过不同离散化方法对参数进行离散化处理，会引入误差，影响控制器效果。中国发明专利《有源电力滤波器选择性谐波补偿控制方法》(公开号：103427419A)公开了一种基于控制频率调整的自适应谐振控制器的有源电力滤波器选择性谐波补偿控制方法，该方法的频率适应范围较窄，只有0.5Hz。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，能够增大频率适应范围，从而保证在频率宽范围变化的情况下，仍能保持谐振控制效果。

为实现上述发明目的，本发明一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

(2)、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

(3)、计算输出有功电流给定值和中性线电流给定值

直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI-正母线与中性点之间电压u_dc1作差再与三电平VSI负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI正母线与中性点之间电压u_dc1与负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

(4)、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

(5)、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀

(5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到 ${\mathrm{\Δi}}_d=i_d^{*}+i_{\mathrm{Ldh}}-i_{1d};$

(5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_L0h求和再与电流i₁₀作差，得到 ${\mathrm{\Δi}}_0=i_0^{*}+i_{L0h}-i_{10};$

(5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀依次送入到谐振控制器和PI控制器，得到输出控制量u_d、u_q、u₀；

(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤(5.4)所述的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

(7)、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q、V₀从dq0坐标系变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关控制信号，再用该开关控制信号来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，通过锁相环实时改变谐振控制器的中心频率，这样克服了现有的控制方法频率适应范围较窄的缺陷，提高了频率适应的范围；在实际的配置中，通过在电路控制器中增加了改进型谐振控制器或改进型准谐振控制器，这样既能保持谐振控制效果，又能提高***的稳定性。

同时，本发明有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法还具有以下有益效果：

(1)、针对现有的频率窄范围自适应谐振控制方法做出改进，本发明的控制方法能够基于锁相环实时改变谐振控制器的中心频率，从而保证在频率宽范围变化的情况下，仍能保持谐振控制的效果。

(2)、改进型谐振控制器具有双零点，能够增大有源电力滤波器的相位裕度，从而提高有源电力滤波器的稳定性。

(3)、本发明是直接在离散域设计，可采用C语言编程，在DSP芯片上实现，实施简易。

附图说明

图1是有源电力滤波器的控制框图；

图2是本发明有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法的流程图；

图3是直流电压控制模块的原理框图；

图4是电流控制模块的原理框图；

图5是改进型谐振控制器的原理框图；

图6是改进型准谐振控制器的原理框图；

图7是电网频率额定条件下，采用本发明的方法对有源电力滤波器补偿效果仿真图；

图8是电网频率波动条件下，采用或不采用本发明的方法对有源电力滤波器补偿效果仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是有源电力滤波器的控制框图。

在本实施例中，如图1所示，有源电力滤波器包括主电路和控制两部分，其中，图1的虚线部分以下为控制部分。

主电路部分是由三电平VSI 1、LCL滤波器2、非线性负载3组成。三电平VSI 1通过LCL滤波器2与电网相连，非线性负载3直接与电网相连，从而组成了一个完整的有源电力滤波器的主电路。

控制部分包括：PLL锁相环模块4、abc-dq0坐标变换模块5、直流电压控制模块6、谐波电流检测模块7、电流控制模块8、电网电压前馈模块9、dq0-abc坐标变换模块10、SPWM模块11，构成了有源电力滤波器的控制部分。

图2是本发明有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法的流程图。

在本实施例中，如图2所示，一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，包括以下步骤：

S1、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

S2、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

S3、计算输出有功电流给定值和中性线电流给定值

本实施例中，直流电压控制模块的原理框图如图3所示，直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI-正母线与中性点之间电压u_dc1作差再与三电平VSI负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI正母线与中性点之间电压u_dc1与负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

S4、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

S5、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀

S5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到 ${\mathrm{\Δi}}_d=i_d^{*}+i_{\mathrm{Ldh}}-i_{1d};$

S5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

S5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_L0h求和再与电流i₁₀作差，得到 ${\mathrm{\Δi}}_0=i_0^{*}+i_{L0h}-i_{10};$

S5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀依次送入到谐振控制器和PI控制器，得到输出控制量u_d、u_q、u₀；

本实施例中，电流控制模块是直接在离散域设计，如图4所示，本发明中电流控制模块包括6、12、18、24次谐波对应的改进型谐振控制器或改进型准谐振控制器和PI控制器，在图4中，n＝d,q,0；

在本实施例中，改进型谐振控制器采用的传递函数为：

$H_h\left(z\right)=\frac{Y_h\left(z\right)}{X_h\left(z\right)}=\frac{K_{\mathrm{ih}}{(z-1)}^2}{z^2-2\cos \left({\mathrm{\ω}}_h{T}_s\right)z+1}$

其中，K_ih为第h次谐波对应的积分参数，ω_h为中心频率，且ω_h＝h·ω₀，ω_h跟随着角频率ω₀变化，h为谐波次数，T_s为采样时间；

而改进型准谐振控制器采用的传递函数又为：

$H_h^{\′}\left(z\right)=\frac{Y_h^{\′}\left(z\right)}{X_h^{\′}\left(z\right)}=\frac{K_{\mathrm{ih}}^{\′}{(z-1)}^2}{z^2-{2e}^{-{\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\ζ}{T}_s}\cos \left({\mathrm{\ω}}_h\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}{T}_s\right)z+e^{-2{\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\ζ}{T}_s}}$

其中，K′_ih为h次谐波对应的积分参数，ω_h为中心频率，且ω_h＝h·ω₀，ω_h跟随着角频率ω₀变化，h为谐波次数，T_s为采样时间，ζ为阻尼系数；

而PI控制器采用的传递函数为：

$\mathrm{PI}\left(z\right)=K_P(1+\frac{K_{I}z}{z-1})$

其中，K_P为比例参数，K_I为积分参数。

针对上述的两种谐振控制器，其具体的原理框图如图5和图6所示，其中，谐振控制器的参数是随中心频率ω_h变化，而ω_h＝h·ω₀，因此也跟随角频率ω₀变化，从而实现谐振控制器的频率适应。

S6、电网电压前馈模块将步骤S2计算得到的电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤S5中计算得到的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

S7、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤S6得到的控制量V_d、V_q、V₀从dq0坐标系变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

S8、SPWM模块根据控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关控制信号，并依此控制信号来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断。

图7是电网频率额定条件下，采用本发明的方法对有源电力滤波器补偿效果仿真图。

本实施例中，在图7(a)中至上而下为负载电流、APF补偿电流和补偿后电网电流；在图7(b)中为负载电流和补偿后电网电流频谱图；从图中可以看出，谐振控制器对19次以上谐波失去补偿能力，而准谐振控制器可以对23和25次谐波进行有限的补偿，比谐振控制器具有更宽的补偿带宽。负载电流总畸变率(THD)为29％，补偿后电网电流总畸变率(THD)如果采用谐振控制为6.6％，采用准谐振控制为4.4％。

图8是电网频率波动条件下，采用或不采用本发明的方法对有源电力滤波器补偿效果仿真图。

本实施例中，图8中(a)为未采用本发明专利时的仿真波形图。从图中可以看出，在0.1s时，电网频率从50Hz阶跃到55Hz，电网电流波形明显变差，有源电力滤波器的补偿效果明显变差。

图8中(b)为采用本发明专利时的仿真波形图。从图中可以看出，在0.1s时，电网频率从50Hz阶跃到55Hz，电网电流波形没什么变化，有源电力滤波器的补偿效果在两个电网周期内恢复。

图8中(c)为采用本发明专利时的仿真波形图。从图中可以看出，在0.1s时，电网频率从50Hz阶跃到45Hz，电网电流波形没什么变化，有源电力滤波器的补偿效果在两个电网周期内恢复。

由图8(b)和图8(c)可以看出本控制方法的电网频率适应范围至少可以到电网频率的±5Hz。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (3)

1.一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

(2)、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电压u_gd、u_gq、u_g0，同时将三电平VSI交流侧电流i₁从abc坐标系变换到dq0坐标系下的电流i_1d、i_1q、i₁₀；

(3)、计算输出有功电流给定值和中性线电流给定值

直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI-正母线与中性点之间电压u_dc1作差再与三电平VSI负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值同时将三电平VSI正母线与中性点之间电压u_dc1与负母线与中性点之间电压u_dc2作差，将得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值

(4)、谐波电流检测模块将负载电流i_L进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波电流i_Ldh、i_Lqh、i_L0h；

(5)、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q、u₀

(5.1)、计算电流Δi_d：将有功电流给定值与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到 $\mathrm{\Δ}{i}_d=i_d^{*}+i_{\mathrm{Ldh}}-i_{1d};$

(5.2)、计算电流Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、计算电流Δi₀：将中性线电流给定值与谐波电流i_L0h求和再与再与电流i₁₀作差，得到 $\mathrm{\Δ}{i}_0=i_0^{*}+i_{L0h}+i_{10};$

(5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω₀，将计算得到的Δi_d、Δi_q、Δi₀依次送入到谐振控制器和PI控制器，得到输出控制量u_d、u_q、u₀；

(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq、u_g0以及步骤(5.4)所述的输出控制量u_d、u_q、u₀进行叠加，得到控制量V_d、V_q、V₀；

(7)、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q、V₀从dq0坐标系变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关控制信号，再用该开关控制信号来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断。

2.根据权利要求1所述的频率自适应改进型谐振控制方法，其特征在于，所述的电流控制模块包括改进型谐振控制器和PI控制器；

所述的改进型谐振控制器的传递函数为：

$H_h\left(z\right)=\frac{Y_h\left(z\right)}{X_h\left(z\right)}=\frac{K_{\mathrm{ih}}{(z-1)}^2}{z^2-2\cos \left({\mathrm{\ω}}_h{T}_s\right)z+1}$

其中，K_ih为第h次谐波对应的积分参数，ω_h为中心频率，且ω_h＝h·ω₀，ω_h跟随着角频率ω₀变化，T_s为采样时间；

所述的PI控制器的传递函数为：

$\mathrm{PI}\left(z\right)=K_P(1+\frac{K_{I}z}{z-1})$

其中，K_P为比例参数，K_I为积分参数。

3.根据权利要求2所述的频率自适应改进型谐振控制方法，其特征在于，所述的改进型谐振控制器可以用改进型准谐振控制器代替；

所述的改进型准谐振控制器的传递函数为：

$H_h^{\′}\left(z\right)=\frac{Y_h^{\′}\left(z\right)}{X_h^{\′}\left(z\right)}=\frac{K_{\mathrm{ih}}^{\′}{(z-1)}^2}{z^2-2e^{-{\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\ζ}{T}_s}\cos \left({\mathrm{\ω}}_h\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}{T}_s\right)z+e^{-2{\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\ζ}{T}_s}}$

其中，K′_ih为h次谐波对应的积分参数，ω_h为中心频率，且ω_h＝h·ω₀，ω_h跟随着角频率ω₀变化，h为谐波次数，T_s为采样时间，ζ为阻尼系数。