CN104320096B

CN104320096B - 一种微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器

Info

Publication number: CN104320096B
Application number: CN201410518644.XA
Authority: CN
Inventors: 柯可人; 秦文辉; 易婷; 洪志良
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2014-10-04
Filing date: 2014-10-04
Publication date: 2017-04-12
Anticipated expiration: 2034-10-04
Also published as: CN104320096A

Abstract

本发明属于放大器技术领域，具体为一种工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器。该放大器由隔直电容、电流反馈斩波放大器、N位失配补偿电容阵列、纹波消除电路、偏置电路和时钟分频电路组成。其具有交流耦合、高输入阻抗、超低失调电压、低噪声、高共模抑制比、高电源抑制比以及微功耗等特点；电路尤其适用于采用干电极的穿戴式健康监护***生物电势采集电路，可以轨到轨的消除电极间的半电势失调。本发明的一个实施案例的仿真结果表明，仪表放大器共模抑制比大于120dB，等效输入阻抗大于500M欧姆，噪声能效因子NEF=4.5。

Description

一种微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器

技术领域

本发明属于放大器技术领域，具体涉及对微弱信号进行准确测量的仪表放大器。

背景技术

仪表放大器是一种能够精确放大两个输入端口间的电压差值（输入差分信号），同时抑制输入端口共模信号的放大器，具有高输入阻抗、高共模抑制比、高电源抑制比、低失调、低失调漂移、低噪声等特点。它可用于测量生物电信号,例如脑电信号、心电信号和肌电信号等。

穿戴式健康监护***需要实现在不影响人们日常生活的前提下采集人体的生理参数，其需要满足便携性、长期性和兼容性的要求。生物电极是测量生物电信号不可或缺的元件，为了提高舒适度，干电极和非接触电极被广泛应用于穿戴式健康监护***中。干电极电路模型中存在半电池电势，并且不同电极之间的半电池电势是不同的，因此两个电极之间存在差分直流失调电压，即电极失调电压，干电极的电极失调电压最大可达到数百毫伏。电极失调的消除主要通过失调反馈回路或者电容隔直来实现的：失调反馈回路难以消除100毫伏以上的电极失调，且会大大增加功耗开销，不适用于大电极失调的干电极场合；电容隔直采用的输入电容一般情况下会降低电路输入阻抗并且输入电容的失配会直接降低电路的CMRR。

电生理信号中脑电信号的典型幅度仅为20~100，这要求仪表放大器在微功耗的同时还必须具有很低的等效输入噪声和等效输入失调电压。斩波调制技术可以大幅降低仪表放大器的闪烁噪声（1/f噪声）以及失调电压。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种可工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器，使其具有交流耦合、高输入阻抗、超低失调电压、低噪声、高共模抑制比、高电源抑制比以及微功耗等特点。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是：一种工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器，如图1所示，由隔直电容1、电流反馈斩波放大器2、N位失配补偿电容阵列3、纹波消除电路4、偏置电路5和时钟分频电路6组成；隔直电容1包括第一电容Cin1和第二电容Cin2 ；其中；

模拟输入信号Vin+和Vin-分别与第一电容Cin1和第二电容Cin2的一端相连；第一电容Cin1的另一端分别与电流反馈斩波放大器2的输入端Vinp和N位失配电容补偿阵列3的V+相连；第二电容 Cin2的另一端分别与电流反馈斩波放大器2的输入端Vinn和N位失配电容补偿阵列3的V-相连；

所述电流反馈斩波放大器2的共模输入端Vref、偏置电压输入端Vbp、偏置电压输入端Vbn分别和偏置电路5的共模输出端Vref、偏置电压输出端Vbp、偏置电压输出端Vbn相连；其时钟信号输入端和分别和时钟分频电路6的输出端和相连；其反馈电流输入端RRL_inp和RRL_inn分别与纹波消除电路4的输出端I_op和I_on相连；其同相电压信号输出端Vop与所述纹波消除电路4的输入端Vinp相连，并从仪表放大器输出端Voutp输出放大结果；其反相电压信号输出端Von与所述纹波消除电路4的输入端Vinn相连，并从仪表放大器输出端Voutn输出放大结果；

外部输入数字信号VC<N:1>与N位失配电容补偿阵列3的VCP<N:1>输入端相连，用于选择补偿电容的容值。

本发明中，电流反馈斩波放大器2电路如图2所示，由16个MOS管、3个MOS开关斩波调制器2.1、2.2、2.3，以及6个电容、4个偏置电阻和一个共模反馈模块2.4组成；其中：

PMOS管M1的漏极、PMOS管M2的源极、PMOS管M3的源极共点；PMOS管M2的漏极、NMOS管M4的漏极、PMOS管M9的漏极、NMOS管M11的漏极、所述输入端RRL_inn、第二MOS开关斩波调制器2.2的一个输入端共点；PMOS管M3的漏极、NMOS管M5的漏极、PMOS管M8的漏极、NMOS管M10的漏极、所述输入端RRL_inp、第二MOS开关斩波调制器2.2的另一个输入端共点；NMOS管M4的源极、NMOS管M5的源极、NMOS管M6的漏极共点；PMOS管M7的漏极、PMOS管M8的源极、PMOS管M9的源极共点；NMOS管M10的源极、NMOS管M11的源极、NMOS管M12的漏极共点；NMOS管M6的栅极、NMOS管M12的栅极与偏置电压输入端Vbn相连；PMOS管M13的栅极、PMOS管M15的栅极与偏置电压输入端Vbp相连；PMOS管M13的漏极、电容Cc1的一端、NMOS管M14的漏端、共模反馈模块2.4的反相输入端、第三MOS开关斩波调制器2.3的一个输入端与所述输出端Von相连；PMOS管M15的漏极、电容Cc2的一端、NMOS管M16的漏端、共模反馈模块2.4的同相输入端、第三MOS开关斩波调制器2.3的另一个输入端与所述输出端Vop相连；NMOS管M14的栅极、电容Cc1的另一端、第二MOS开关斩波调制器2.2的一个输出端共点；NMOS管M16的栅极、电容Cc2的另一端、第二MOS开关斩波调制器2.2的另一个输出端共点；PMOS管M8的栅极、NMOS管M10的栅极、偏置电阻Rb3的一端、电容C11的一端、电容C21的一端共点；PMOS管M9的栅极、NMOS管M11的栅极、偏置电阻Rb4的一端、电容C12的一端、电容C22的一端共点；电容C21的另一端和第三MOS开关斩波调制器2.3的一个输出端共点；电容C22的另一端和第三MOS开关斩波调制器2.3的另一个输出端共点；偏置电阻Rb1的一端、第一MOS开关斩波调制器2.1的一个输入端和所述输入端Vinn相连；偏置电阻Rb2的一端、第一MOS开关斩波调制器（2.1）的另一个输入端和所述输入端Vinp相连；PMOS管M2的栅极、NMOS管M4的栅极与第一MOS开关斩波调制器2.1的一个输出端相连；PMOS管M3的栅极、NMOS管M5的栅极与第一MOS开关斩波调制器2.1的另一个输出端相连； PMOS管M1的栅极、PMOS管M7的栅极与共模反馈模块2.4的输出端相连；偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4的另一端、电容C11、C12的另一端、共模反馈模块2.4的共模电压输入端与所述共模输入端Vref相连；PMOS管M1的源极、PMOS管M7的源极、PMOS管M13的源极、PMOS管M15的源极与所述电源VDD相连；NMOS管M6的源极、NMOS管M12的源极、NMOS管M14的源极、NMOS管M16的源极与地GND相连；电路中所有MOS开关斩波调制器2.1、2.2、2.3的两个时钟输入端和均分别与所述时钟信号输入端和相连。

本发明中，N位失配补偿电容阵列3如图3所示，由反相器阵列3.1和PMOS电容阵列3.2、3.3组成，用于抑制由于外接电容失配而引起的共模抑制比的下降。反相器阵列3.1共有N个反相器，第i个反相器（i=1,2,……,N）的输入与所述输入端VCP相连，输出与VCN相连；PMOS电容阵列3.2的所有PMOS管M1i（i=1,2,……,N）栅极均与所述输出端V+相连，各PMOS管M1i（i=1,2,……,N）的源极与漏极短接，分别与所述输入端VCP相连；PMOS电容阵列3.3的所有PMOS管M2i（i=1,2,……,N）栅极均与所述输出端V-相连，各PMOS管M2i（i=1,2,……,N）的源极与漏极短接，分别与VCN相连；所有PMOS管的衬底都跟电源电压VDD相连。

利用本发明微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器可以实现对脑电、心电、肌电信号的调理放大，具有以下有益效果：

1、利用本发明，可以完全消除外部百毫伏级别电极失调电压；此外，失配电容补偿阵列保证了在采用片外电容的同时，仪表放大器依然能够获得100dB以上的共模抑制比和电源抑制比。

2、利用本发明易于实现极高的输入阻抗。电流反馈型仪表放大器将输入信号与反馈网络隔离，在加入斩波调制后，输入阻抗主要与斩波频率和输入MOS管寄生电容参数有关。在低频放大器的应用中，通过合理地设计输入管尺寸和斩波频率，容易获得极高的输入阻抗。

3、本发明同时满足低噪声和低功耗的特点。在引入电流反馈跨导对的同时，采用了CMOS输入级跨导，CMOS输入级在相同静态电流的前提下将输入跨导近似提高了2倍，从而降低等效输入噪声。该设计在噪声性能方面，弥补了电流反馈跨导级引入的额外电流消耗；全差分结构的电流反馈斩波放大器2采用两级放大来提供足够的开环增益，相比较单级共源共栅的放大结构，该发明结构避免了负载电流镜对等效输入噪声的贡献。

5.本发明采用片上电容实现反馈网络。微功耗放大器通常采用高输出阻抗来提高放大器的增益，在生物电信号的频率范围内，片上电容的等效阻抗远高于等面积的片上电阻，且具有较好的匹配精度，能满足微电流放大器的设计要求。

附图说明

图1为本发明微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器的体系结构图。

图2为本发明电流反馈斩波放大器电路的电路图。

图3为本发明的失配补偿电容阵列的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步详细说明。

图1为本发明微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器的体系结构图，包括隔直电容1、电流反馈斩波放大器2、N位失配补偿电容阵列3、纹波消除电路4、偏置电路5和时钟分频电路6。

图2为本发明电流反馈斩波放大器电路的电路图。假设图2中直流偏置电阻R_b1和R_b2相等，并远大于本电路的等效输入阻抗，则可近似为：

（1）

式（1）中为输入信号频率，为隔直电容，为斩波调制频率，为电流反馈斩波放大器的输入端寄生电容。

图2中MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6构成电流反馈斩波放大器的输入级，MOS管M7、M8、M9、M10、M11和M12构成电流反馈斩波放大器的反馈级，并有：，，，。

流过MOS管M1、M7，M6、M12的电流满足:

（2）

（3）

式（3）中的和分别为PMOS输入管M2和NMOS输入管M4的跨导，和分别为电流反馈斩波放大器的输入级的跨导和反馈级的跨导。

电流反馈斩波放大器（2）的直流增益A可表示为：

（4）。

图3为N位失配补偿电容阵列，通过控制PMOS电容阵列3.2、3.3中PMOS管的源漏电压来改变PMOS的工作状态来改变PMOS管栅极的寄生电容，从而改变V+和V-端的补偿电容的容值。

为了抑制共模噪声，斩波调制仪表放大器采用的是全差分结构，但隔直电容的失配以及电流反馈斩波放大器的输入端寄生电容的失配都会使得当在仪表放大器的输入端Vin+和Vin-输入共模信号时，电流反馈斩波放大器2的输入端Vinp和Vinn会出现差分信号，从而导致电路的共模抑制比降低。

在本实施案例中，取隔直电容的标称值为，精度为 5%，电流反馈斩波放大器2的输入端的寄生电容。则电容失配可以定量表示为：

（5）

可得CMRR如下：

（6）

若最坏情况下有，可由式（6）估算得。

在本实施例中，根据失配补偿的分辨率和最大的可补偿范围要求，确定采用8位失配补偿电容阵列。在加入补偿电容校准后，表达式可以改写为：

（7）

式（7）中是通过控制失配补偿电容阵列来调整的补偿电容值，改变以使分母趋近于0，最后达到提高CMRR的目的。经过数字电容阵列补偿后的输入信号共模抑制比理论上可以不小于125dB。

综上所述，本发明提供的微电流、电流反馈的斩波调制仪表放大器具有轨到轨消除电极失调电压，高共模抑制比、电源抑制比，低噪声，低失调的优点。本实施案例的仿真结果表明，仪表放大器共模抑制比大于120dB；等效输入阻抗大于500M欧姆；噪声能效因子NEF=4.5。

Claims

1. 一种工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器，其特征在于：由隔直电容（1）、电流反馈斩波放大器（2）、N位失配补偿电容阵列（3）、纹波消除电路（4）、偏置电路（5）和时钟分频电路（6）组成；隔直电容（1）包括第一电容Cin1和第二电容Cin2 ；其中；

模拟输入信号Vin+和Vin-分别与第一电容Cin1和第二电容Cin2的一端相连；第一电容Cin1的另一端分别与电流反馈斩波放大器（2）的输入端Vinp和N位失配补偿电容阵列（3）的V+相连；第二电容 Cin2的另一端分别与电流反馈斩波放大器（2）的输入端Vinn和N位失配补偿电容阵列（3）的V-相连；

所述电流反馈斩波放大器（2）的共模输入端Vref、偏置电压输入端Vbp、偏置电压输入端Vbn分别和偏置电路（5）的共模输出端Vref、偏置电压输出端Vbp、偏置电压输出端Vbn相连；其时钟信号输入端和分别和时钟分频电路（6）的输出端和相连；其反馈电流输入端RRL_inp和RRL_inn分别与纹波消除电路（4）的输出端I_op和I_on相连；其同相电压信号输出端Vop与所述纹波消除电路（4）的输入端Vinp相连，并从仪表放大器输出端Voutp输出放大结果；其反相电压信号输出端Von与所述纹波消除电路（4）的输入端Vinn相连，并从仪表放大器输出端Voutn输出放大结果；

外部输入数字信号VC<N:1>与N位失配补偿电容阵列（3）的VCP<N:1>输入端相连，用于选择补偿电容的容值。

2.根据权利要求1所述的工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器，其特征在于：电流反馈斩波放大器（2）电路由16个MOS管、3个MOS开关斩波调制器（2.1，2.2，2.3）、6个电容、4个偏置电阻和一个共模反馈模块（2.4）组成；其中：

PMOS管M1的漏极、PMOS管M2的源极、PMOS管M3的源极共点；PMOS管M2的漏极、NMOS管M4的漏极、PMOS管M9的漏极、NMOS管M11的漏极、所述输入端RRL_inn、第二MOS开关斩波调制器（2.2）的一个输入端共点；PMOS管M3的漏极、NMOS管M5的漏极、PMOS管M8的漏极、NMOS管M10的漏极、所述输入端RRL_inp、第二MOS开关斩波调制器（2.2）的另一个输入端共点；NMOS管M4的源极、NMOS管M5的源极、NMOS管M6的漏极共点；PMOS管M7的漏极、PMOS管M8的源极、PMOS管M9的源极共点；NMOS管M10的源极、NMOS管M11的源极、NMOS管M12的漏极共点；NMOS管M6的栅极、NMOS管M12的栅极与偏置电压输入端Vbn相连；PMOS管M13的栅极、PMOS管M15的栅极与偏置电压输入端Vbp相连；PMOS管M13的漏极、电容Cc1的一端、NMOS管M14的漏端、共模反馈模块（2.4）的反相输入端、第三MOS开关斩波调制器（2.3）的一个输入端与所述输出端Von相连；PMOS管M15的漏极、电容Cc2的一端、NMOS管M16的漏端、共模反馈模块（2.4）的同相输入端、第三MOS开关斩波调制器（2.3）的另一个输入端与所述输出端Vop相连；NMOS管M14的栅极、电容Cc1的另一端、第二MOS开关斩波调制器（2.2）的一个输出端共点；NMOS管M16的栅极、电容Cc2的另一端、第二MOS开关斩波调制器（2.2）的另一个输出端共点；PMOS管M8的栅极、NMOS管M10的栅极、偏置电阻Rb3的一端、电容C11的一端、电容C21的一端共点；PMOS管M9的栅极、NMOS管M11的栅极、偏置电阻Rb4的一端、电容C12的一端、电容C22的一端共点；电容C21的另一端和第三MOS开关斩波调制器（2.3）的一个输出端共点；电容C22的另一端和第三MOS开关斩波调制器（2.3）的另一个输出端共点；偏置电阻Rb1的一端、第一MOS开关斩波调制器（2.1）的一个输入端和所述输入端Vinn相连；偏置电阻Rb2的一端、第一MOS开关斩波调制器（2.1）的另一个输入端和所述输入端Vinp相连；PMOS管M2的栅极、NMOS管M4的栅极与第一MOS开关斩波调制器（2.1）的一个输出端相连；PMOS管M3的栅极、NMOS管M5的栅极与第一MOS开关斩波调制器（2.1）的另一个输出端相连； PMOS管M1的栅极、PMOS管M7的栅极与共模反馈模块（2.4）的输出端相连；偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4的另一端、电容C11、C12的另一端、共模反馈模块（2.4）的共模电压输入端与所述共模输入端Vref相连；PMOS管M1的源极、PMOS管M7的源极、PMOS管M13的源极、PMOS管M15的源极与电源VDD相连；NMOS管M6的源极、NMOS管M12的源极、NMOS管M14的源极、NMOS管M16的源极与地GND相连；电路中所有MOS开关斩波调制器（2.1、2.2、2.3）的两个时钟输入端和均分别与所述时钟信号输入端和相连。

3.根据权利要求2所述的工作在微静态电流下的电流反馈斩波调制仪表放大器，其特征在于：

所述的N位失配补偿电容阵列（3）由反相器阵列（3.1）和2个PMOS电容阵列（3.2，3.3）组成，用于抑制由于外接电容失配而引起的共模抑制比的下降；反相器阵列（3.1）共有N个反相器，第i个反相器的输入与所述输入端VCP相连，输出与VCN相连，i=1,2,……,N；第一PMOS电容阵列（3.2）的所有PMOS管M1i栅极均与所述V+相连，i=1,2,……,N，各PMOS管M1i的源极与漏极短接，分别与所述输入端VCP相连，i=1,2,……,N；第二PMOS电容阵列（3.3）的所有PMOS管M2i栅极均与所述V-相连，i=1,2,……,N，各PMOS管M2i的源极与漏极短接，分别与VCN相连，i=1,2,……,N；所有PMOS管的衬底都跟电源电压VDD相连。