CN104316941B - 一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高动态环境下GPS信号跟踪领域，具体涉及一种利用锁频环辅助锁相环的方式代替传统单一跟踪环路，通过集中式滤波器对接收机各通道中频信号进行综合处理的矢量跟踪方法。本发明包括：(1)混频；(2)相关器及鉴别器输出；(3)集中式滤波；(4)载波频率辅助相位矢量跟踪。接收机各跟踪通道内均采用FLL辅助PLL的方式，减小鉴别器的输出误差，利用集中式滤波器将各跟踪通道内的测量值信息综合处理，滤波器输出k+1时刻的速度误差经过变换，得到k+1时刻的载波频率修正值和码频率修正值，反馈至载波压控振荡器，用来调整本地复现载波信号。

Description

一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法

技术领域

本发明涉及高动态环境下GPS信号跟踪领域，具体涉及一种利用锁频环(Frequency Locked Loop,FLL)辅助锁相环(Phase Locked Loop,PLL)的方式代替传统单一跟踪环路，通过集中式滤波器对接收机各通道中频信号进行综合处理的矢量跟踪方法。

背景技术

全球定位***(GPS)接收机主要完成两个重要任务：卫星信号捕获跟踪和导航解算。传统GPS接收机采用各自独立的跟踪通道跟踪不同的可视卫星，单独的FLL和PLL不能同时满足高动态性和跟踪精度的要求。针对高动态环境下GPS信号跟踪问题，Roncagliolo等人给出了一种确定频率辅助的PLL鉴相器方法，并对其性能进行了分析；为了提高标量跟踪环路的工作性能，Spilker首先提出了矢量跟踪思想，各通道信号相互辅助，从而提高各通道输入信噪比；Kwang-Hoon Kim等人研究了矢量跟踪环路在弱信号下的工作性能，但是没有进行动态环境下的研究；罗雨等在原有矢量延迟/频率锁定环(Vector Delay/FrequencyLocked Loop,VDFLL)结构的基础上做了进一步改进，提出了新的控制反馈量；任晓岳，卢虎等利用设置双码时延间隔的方法来优化矢量跟踪性能，用矢量跟踪来弥补传统接收机在弱信号下的缺陷，跟踪精度得到提高。

基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法具有很多传统单一跟踪环路没有的优点：(1)采用载波频率辅助相位的方式，扩大了信号锁定范围。(2)更能鲁棒地容忍高动态应力及多路径、射频等干扰，提高了高动态环境下多普勒频率跟踪精度。(3)能跟踪信噪比更低的信号，减小了环路失锁的现象。(4)采用矢量跟踪的方法，将信号跟踪和导航参数估算两项任务结合在一起，取消了独立、并行的信号跟踪模式。(5)将各跟踪通道的观测数据送至卡尔曼滤波器(Kalman)进行集中处理，得到严格的最优状态估计。

基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法的核心技术是：各跟踪通道利用二阶锁频环辅助三阶锁相环的方式代替传统GPS接收机中的FLL或PLL，扩大信号锁定范围，首先利用FLL很好的跟踪高动态多普勒频率，将信号牵入到稳态跟踪状态，随后PLL利用FLL的跟踪结果进一步输出精确的载波相位测量值，通过集中式滤波器将各通道跟踪信息进行集中处理，将载波频率、码相位转换为伪距、伪距率作为量测信息，完成对状态量的最优估计，克服了单独的FLL和PLL不能同时满足高动态性和跟踪精度的要求。

信息融合方法是基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法的一个关键性技术问题，由于***采用矢量跟踪的方法对各跟踪通道信息进行综合处理，实时计算数据量大，对处理器的要求较高，状态量维数的增加更会加大处理信息和***建模的复杂度。所以状态量的选取对于***建模显得尤为重要，为了简化***结构和减小***计算量，本文选择载***置、载体速度、时钟偏差和时钟频差作为***的状态量。

发明内容

本发明的目的在于提出一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法，利用FLL辅助PLL的方式，扩大信号的锁定频率，有效减小了载体高动态所引起的鉴频误差，克服了接收机环路失锁的现象，从而有效的跟踪高动态GPS信号。

本发明的目的是这样实现的：

（1）混频：

接收机利用天线接收到的卫星信号送至射频前端处理，通过多级混频将射频信号转换成中频信号，与本地载波数控振荡器产生的本地正弦和余弦复现载波信号进行混频运算，接收机第i通道I支路与Q支路中频信号载波剥离后第k时刻的输出：

式中，为输入信号与输出信号相位差异；

（2）相关器及鉴别器输出：

I/Q支路输出信号分别与本地伪码发生器生成的即时码P、超前码E和滞后码L相关运算，相关器输出六路相干积分值为：

式中，δ为本地C/A码超前滞后的间隔，T_coh为预检积分时间，δf和分别为本地产生信号与输入信号之间的载波频率误差和相位误差，R(ε_i)为C/A码相关函数；

锁频环和锁相环分别采用叉积鉴频法和二象限反正切函数鉴相器，载波频率误差和载波相位误差分别为：

式中，叉积P_cross与点积P_dot分别等于：

P_cross＝I_P(k-1)·I_P(k)+Q_P(k-1)·Q_P(k)

P_dot＝I_P(k-1)·Q_P(k)-Q_P(k-1)·I_P(k)

延迟锁定环路采用非相干超前减滞后功率法,码相位误差为：

式中，I_E、Q_E、I_L和Q_L为超前支路与滞后支路相干积分值；

（3）集中式滤波：

利用集中式滤波器对***模型进行建模，选取位置和速度误差作为状态变量，分别记为δX和δV，速度差在该时间段内可以视为常数，由此得到位置和速度的误差模型：

δX_k+1＝δX_k+TδV_k+η_k+1

δV_k+1＝δV_k+ν_k+1

式中，T代表了k和k+1时刻之间的时间长度，η_k+1和ν_k+1是接收机位置和速度噪声，为零均值白噪声序列；

时钟误差模型如下所示：

B_k+1＝B_k+TΔt_k

D_k+1＝D_k+Δt_k

式中，B_k为时钟偏差，D_k为时钟频差，Δt_k是D_k+1和D_k之差，Δt_k在相对短的时间内可以视为常数，也是一个高斯白噪声序列，记为：Δt_k＝γ_k，

得到***状态方程如下：

式中，状态转移矩阵F_k,k+1为：

W_k为过程噪声，也称为***噪声，记为：W_k＝[η_x,k,η_y,k,η_z,k,ν_x,k,ν_y,k,ν_z,k,γ_k]^T，W_k为零均值白噪声序列；

码鉴相器和载波鉴频器输出的码相位误差、载波频率误差转换伪距差、伪距率差为：

δρ＝c·δ_cp/f_code

式中，c为真空中光速，近似等于3×10⁸m/s，f_carry和f_code是载波频率和码频率的标称值，其值分别为1575.42MHz和1.023MHz；

***量测方程为：

量测矩阵H由下述方程决定：

δρ_i,k＝a_ix,kδx_k+a_iy,kδy_k+a_iz,kδz_k+B_k+η_i,k

式中，a_ix,k,a_iy,k,a_iz,k分别为第i通道x,y,z方向上接收机相对卫星第k时刻的视线矢量；

（4）载波频率辅助相位矢量跟踪：

GPS信号数据码与伪码异或相加而实现扩频，二者的组合码通过双相移位键控对载波进行调制，接收机射频前端输出的中频信号模型为：

式中，A为信号幅值，D(k)为导航数据，C(k)为C/A码，f_IF为中频信号频率，f_d为信号多普勒频率，为载波初相位；

跟踪环路鉴别器的输出值转换为伪距、伪距率，作为集中式滤波器的量测信息，滤波器输出的速度状态变量误差值经过变换后，得到第i通道上k+1时刻的载波频率修正值和码频率修正值：

δf_carry,i,k+1=(B_k+δV_k·a_i,k+1)f_carry/c

δf_code,i,k+1=(D_k+δV_k·a_i,k+1)f_code/c

式中，B_k和D_k分别代表时钟偏差和时钟频差对应的速度，单位是m/s；

二阶FLL辅助三阶PLL输出的经过环路滤波器后得到载波相位频率δf_PLL，与载波频率修正值δf_carry相加得到载波中频信号真实值f_IF,real：

f_IF,real＝f_IF+δf_carry+δf_PLL

将中频信号真实值与捕获阶段得到的多普勒频率f_d一起反馈到载波压控振荡器，用来调整本地复制的正弦和余弦信号，此时载波压控振荡器输出的本地复制信号为：

载波压控振荡器产生的本地信号与输入信号进行相关运算得到相关器输出六路相干积分值，此时接收机N个通道共享已知信息从而形成闭合回路。

本发明的有益效果在于：接收机各跟踪通道内均采用FLL辅助PLL的方式，减小鉴别器的输出误差，利用集中式滤波器将各跟踪通道内的测量值信息综合处理，滤波器输出k+1时刻的速度误差经过变换，得到k+1时刻的载波频率修正值和码频率修正值，反馈至载波压控振荡器，用来调整本地复现载波信号。

附图说明

图1是FLL辅助PLL结构图。

图2是集中式滤波器跟踪环路结构图。

图3是基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法实施流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述。

本发明所述的一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法，通过天线接收到的卫星信号，经过射频前端下变频到中频信号，采用FLL和PLL组合的方式，首先利用FLL本地载波数控振荡器(NCO)产生的本地载波信号与中频信号做混频运算，混频结果与FLL码发生器产生的本地复现C/A码做六路相关运算，经过积分-清除器后得到六路相关积分值，通过鉴频器时采用叉积鉴频法输出多普勒频率误差值，跟踪环路进入相位跟踪过程中，PLL采用二象限反正切函数计算载波相位误差，经过环路滤波器后得到载波相位频率，采用非相干超前减滞后功率法计算码相位误差。将得到的载波频率、载波相位和码相位误差送至集中式滤波器进行综合处理，得到对位置、速度和时钟偏差与时钟频差状态量的最优估计，输出的速度状态变量误差值经过公式变换后得到载波频率修正值和码频率修正值，与载波相位频率一起送至本地载波和码NCO不断的调整本地复现信号的输出。

步骤一，混频运算；

接收机通过天线接收到的卫星信号，通过多级混频将射频信号转换成中频信号，与本地载波数控振荡器产生的本地复现载波信号进行混频运算，使得输入信号中包含多普勒频移在内的中频载波被彻底剥离。

步骤二，相关器及鉴别器输出；

处理后的中频信号与C/A码发生器产生的超前、即时和滞后六路C/A码进行相关运算，经过积分-清除器后形成六路相关积分值，通过鉴别器输出载波频率误差、相位误差和码相位误差。

步骤三，集中式滤波器设计；

利用集中式滤波器对***模型进行建模，选取位置误差、速度误差、时钟偏差和时钟频差作为***状态变量，列写状态方程。

将码鉴相器和载波鉴频器输出的码相位误差、载波频率误差转换伪距差、伪距率差，并将其作为***观测量，列写量测方程。

步骤四，载波频率辅助相位矢量跟踪方法设计；

结合附图对本发明做进一步阐述。如图1所示，接收机通过天线接收到的卫星信号，经过FLL载波数控振荡器(NCO)产生的本地载波信号做下变频混频处理，混频结果经过积分-清除后一路送至PLL做进一步处理，一路送至FLL鉴频器输出载波频率误差，经过环路滤波器消除高频噪声后反馈至FLL的NCO调整本地复现载波信号。当跟踪环路进入稳态时，PLL进入锁定状态，输出更为准确的载波相位信息。

图2为集中式滤波器跟踪环路结构图，由图可以看出，n个跟踪通道的中频信号经过载波剥离和码相关运算后，将载波频率、载波相位和码相位误差送至集中式滤波器进行综合处理，滤波输出的状态量经过误差转换得到载波频率和码相位修正值，进而调整接收机本地复现载波和码信号。

图3为基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法实施流程图，主要包括如下几个步骤：

本发明所述的一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法，采用FLL和PLL组合的方式，首先利用FLL跟踪高动态多普勒频率，将信号牵入到稳态跟踪状态，随后PLL利用FLL的跟踪结果进一步输出精确的载波相位测量值，通过集中式滤波器将各跟踪通道内的测量值信息综合处理，得到状态量的最优估计。

步骤一，混频运算；

接收机利用天线接受到的卫星信号送至射频前端处理，通过多级混频将射频信号转换成中频信号，与本地载波数控振荡器产生的本地正弦和余弦复现载波信号进行混频运算，接收机第i通道I支路与Q支路中频信号载波剥离后第k时刻的输出：

式中，为输入信号与输出信号相位差异。

步骤二，相关器及鉴别器输出；

I/Q支路输出信号分别于本地伪码发生器生成的即时码（P）、超前码（E）和滞后码（L）相关运算，相关器输出六路相干积分值为：

式中，δ为本地C/A码超前滞后的间隔，T_coh为预检积分时间，δf和分别为本地产生信号与输入信号之间的载波频率误差和相位误差，R(ε_i)为C/A码相关函数。

锁频环和锁相环分别采用叉积鉴频法和二象限反正切函数鉴相器，载波频率误差和载波相位误差分别为：

式中，叉积P_cross与点积P_dot分别等于：

延迟锁定环路（Delay locked loop,DLL）采用非相干超前减滞后功率法,码相位误差为：

式中，I_E、Q_E、I_L和Q_L为超前支路与滞后支路相干积分值。

步骤三，集中式滤波器设计；

利用集中式滤波器对***模型进行建模，选取位置和速度误差作为状态变量，分别记为δX和δV。当T足够小时，速度差在该时间段内可以视为常数，由此得到位置和速度的误差模型：

式中，T代表了k和k+1时刻之间的时间长度，η_k+1和ν_k+1是接收机位置和速度噪声，为零均值白噪声序列。

时钟误差模型如下所示：

式中，B_k为时钟偏差，D_k为时钟频差，Δt_k是D_k+1和D_k之差。Δt_k在相对短的时间内可以视为常数，也是一个高斯白噪声序列，记为：Δt_k＝γ_k。

综上所述，得到***状态方程如下：

式中，状态转移矩阵F_k,k+1为：

W_k为过程噪声，也称为***噪声，记为：W_k＝[η_x,k,η_y,k,η_z,k,ν_x,k,ν_y,k,ν_z,k,γ_k]^T，W_k为零均值白噪声序列，过程噪声的方差大小由接收机的动态决定。

码鉴相器和载波鉴频器输出的码相位误差、载波频率误差转换伪距差、伪距率差公式为：

式中，c为真空中光速，近似等于3×10⁸m/s。f_carry和f_code是载波频率和码频率的标称值，其值分别为1575.42MHz和1.023MHz。

***量测方程为：

量测矩阵H由下述方程决定：

式中，a_ix，k,a_iy，k,a_iz，k分别为第i通道x,y,z方向上接收机相对卫星第k时刻的视线矢量。

步骤四，载波频率辅助相位矢量跟踪方法设计；

GPS信号数据码与伪码异或相加而实现扩频，二者的组合码通过双相移位键控(BPSK)对载波进行调制。在不考虑噪声的情况下，接收机射频前端输出的中频信号模型可表示为：

式中，A为信号幅值，T_coh为预检积分时间，D(k)为导航数据，C(k)为C/A码，f_IF为中频信号频率，f_d为信号多普勒频率，为载波初相位。

跟踪环路鉴别器的输出值转换为伪距、伪距率，作为集中式滤波器的量测信息，滤波器输出的速度状态变量误差值经过如下公式变换后，可以得到第i通道上k+1时刻的载波频率修正值和码频率修正值，变换式如下：

式中，B_k和D_k分别代表时钟偏差和时钟频差对应的速度，单位是m/s。

二阶FLL辅助三阶PLL输出的经过环路滤波器后得到载波相位频率δf_PLL，与载波频率修正值δf_carry相加得到载波中频信号真实值f_IF,real，如下所示：

f_IF,real＝f_IF+δf_carry+δf_PLL (15)

将中频信号真实值与捕获阶段得到的多普勒频率f_d一起反馈到载波压控振荡器，用来调整本地复制的正弦和余弦信号，此时载波压控振荡器输出的本地复制信号为：

载波压控振荡器产生的本地信号与输入信号进行相关运算得到上述式(2)，此时接收机N个通道共享已知信息从而形成闭合回路。

Claims (1)

1.一种基于载波频率辅助相位矢量跟踪方法，其特征在于：

(1)混频：

接收机利用天线接收到的卫星信号送至射频前端处理，通过多级混频将射频信号转换成中频信号，与本地载波数控振荡器产生的本地正弦和余弦复现载波信号进行混频运算，接收机第i通道I支路与Q支路中频信号载波剥离后第k时刻的输出：

式中，为输入信号与输出信号相位差异；

(2)相关器及鉴别器输出：

I/Q支路输出信号分别与本地伪码发生器生成的即时码P、超前码E和滞后码L相关运算，相关器输出六路相干积分值为：

式中，δ为本地C/A码超前滞后的间隔，T_coh为预检积分时间，δf和分别为本地产生信号与输入信号之间的载波频率误差和相位误差，R(ε_i)为C/A码相关函数；

锁频环和锁相环分别采用叉积鉴频法和二象限反正切函数鉴相器，载波频率误差和载波相位误差分别为：

$\mathrm{\δ}f=\frac{arctan2(P_{cross},P_{dot})}{2{\mathrm{\πT}}_{coh}}$

式中，叉积P_cross与点积P_dot分别等于：

P_cross＝I_P(k-1)·I_P(k)+Q_P(k-1)·Q_P(k)

P_dot＝I_P(k-1)·Q_P(k)-Q_P(k-1)·I_P(k)

延迟锁定环路采用非相干超前减滞后功率法,码相位误差为：

${\mathrm{\δ}}_{cp}=\frac{\sqrt{({I_E}^2+{Q_E}^2)}-\sqrt{({I_L}^2+{Q_L}^2)}}{\sqrt{({I_E}^2+{Q_E}^2)}+\sqrt{({I_L}^2+{Q_L}^2)}}$

式中，I_E、Q_E、I_L和Q_L为超前支路与滞后支路相干积分值；

(3)集中式滤波：

利用集中式滤波器对***模型进行建模，选取位置和速度误差作为状态变量，分别记为δX和δV，速度差在该时间段内可以视为常数，由此得到位置和速度的误差模型：

δX_k+1＝δX_k+TδV_k+η_k+1

δV_k+1＝δV_k+ν_k+1

式中，T代表了k和k+1时刻之间的时间长度，η_k+1和ν_k+1是接收机位置和速度噪声，为零均值白噪声序列；

时钟误差模型如下所示：

B_k+1＝B_k+TΔt_k

D_k+1＝D_k+Δt_k

式中，B_k为时钟偏差，D_k为时钟频差，Δt_k是D_k+1和D_k之差，Δt_k在相对短的时间内可以视为常数，也是一个高斯白噪声序列，记为：Δt_k＝γ_k，

得到***状态方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\δx}}_{k+1}\\ {\mathrm{\δy}}_{k+1}\\ {\mathrm{\δz}}_{k+1}\\ {\mathrm{\δv}}_{x,k+1}\\ {\mathrm{\δv}}_{y,k+1}\\ {\mathrm{\δv}}_{z,k+1}\\ B_{k+1}\\ D_{k+1}\end{array}\right]=F_{k,k+1}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\δx}}_k\\ {\mathrm{\δy}}_k\\ {\mathrm{\δz}}_k\\ {\mathrm{\δv}}_{x,k}\\ {\mathrm{\δv}}_{y,k}\\ {\mathrm{\δv}}_{z,k}\\ B_k\\ D_k\end{array}\right]+W_k$

式中，状态转移矩阵F_k,k+1为：

$F_{k,k+1}=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 0& 0& T& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0& T& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0& T& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1& T\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right]$

W_k为过程噪声，也称为***噪声，记为：W_k＝[η_x,k,η_y,k,η_z,k,ν_x,k,ν_y,k,ν_z,k,γ_k]^T，W_k为零均值白噪声序列；

码鉴相器和载波鉴频器输出的码相位误差、载波频率误差转换伪距差、伪距率差为：

δρ＝c·δ_cp/f_code

$\mathrm{\δ}\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}=c\·\mathrm{\δ}f/f_{carry}$

式中，c为真空中光速，近似等于3×10⁸m/s，f_carry和f_code是载波频率和码频率的标称值，其值分别为1575.42MHz和1.023MHz；

***量测方程为：

$\begin{array}{c}{Z}_k={{\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\δ\ρ}}_{1,k}& \mathrm{\δ}{\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_{1,k}& ...& {\mathrm{\δ\ρ}}_{n,k}& \mathrm{\δ}{\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_{n,k}\end{array}\right]}^T}_{1\×2n}\\ ={\mathrm{HX}}_k+V_k\end{array}$

量测矩阵H由下述方程决定：

δρ_i,k＝a_ix,kδx_k+a_iy,kδy_k+a_iz,kδz_k+B_k+η_i,k

$\mathrm{\δ}{\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_{i,k}=a_{ix,k}{\mathrm{\δv}}_{x,k}+a_{iy,k}{\mathrm{\δv}}_{y,k}+a_{iz,k}{\mathrm{\δv}}_{z,k}+D_k+w_{i,k}$

式中，a_ix,k,a_iy,k,a_iz,k分别为第i通道x,y,z方向上接收机相对卫星第k时刻的视线矢量；

(4)载波频率辅助相位矢量跟踪：

GPS信号数据码与伪码异或相加而实现扩频，二者的组合码通过双相移位键控对载波进行调制，接收机射频前端输出的中频信号模型为：

式中，A为信号幅值，D(k)为导航数据，C(k)为C/A码，f_IF为中频信号频率，f_d为信号多普勒频率，为载波初相位；

跟踪环路鉴别器的输出值转换为伪距、伪距率，作为集中式滤波器的量测信息，滤波器输出的速度状态变量误差值经过变换后，得到第i通道上k+1时刻的载波频率修正值和码频率修正值：

δf_carry,i,k+1＝(B_k+δV_k·a_i,k+1)f_carry/c

δf_code,i,k+1＝(D_k+δV_k·a_i,k+1)f_code/c

式中，B_k和D_k分别代表时钟偏差和时钟频差对应的速度，单位是m/s；

二阶FLL辅助三阶PLL输出的经过环路滤波器后得到载波相位频率δf_PLL，与载波频率修正值δf_carry相加得到载波中频信号真实值f_IF,real：

f_IF,real＝f_IF+δf_carry+δf_PLL

将中频信号真实值与捕获阶段得到的多普勒频率f_d一起反馈到载波压控振荡器，用来调整本地复制的正弦和余弦信号，此时载波压控振荡器输出的本地复制信号为：

载波压控振荡器产生的本地信号与输入信号进行相关运算得到相关器输出六路相干积分值，此时接收机N个通道共享已知信息从而形成闭合回路。