CN104270021A - 一种三相电压型逆变器快速预测控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三相电压型逆变器快速预测控制方法及装置，其中，方法为将采集到的三相负载电流经过坐标变换得到d-q旋转坐标系下的电流值，再预算下一采样时刻的逆变器输出的旋转坐标系d-q下两相电流，基于性能优化函数，选择与被控量参考值最接近的预测值所对应的开关函数组合作用于***；装置包括频率及相位角度接收模块、缺相判断模块、电流值接收模块、电流坐标变换模块、电压值接收模块、参考电流设定模块、预测模型和性能优化模块。本发明无需采用脉宽调制技术，具有计算量小、动态响应速度块、实用性高等优点。

Description

一种三相电压型逆变器快速预测控制方法及装置

技术领域

本发明逆变器的控制方法及装置，尤其是一种三相电压型逆变器快速预测控制方法及装置，属于电力电子技术和智能控制技术领域。

背景技术

随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种逆变器等，这些变流装置在国民经济各领域中被广泛应用。其中，带输出LC滤波器的逆变电路被广泛应用于分布式发电、储能***及不间断电源，这些***对电路输出电压或电流及总谐波含量具有较高的要求。

逆变器的控制策略已成为研究热点，许多逆变控制策略被提出，如PI控制、无差拍控制、滑模变结构控制、状态反馈控制、重复控制、模糊控制等、预测控制等。其中，PI控制技术简单成熟，实用性强，便于产品的批量生产，在逆变器控制中应用最为广泛，但是其控制***需要进行两次坐标变换计算并用到空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)或者正弦波脉宽调制技术(SPWM)，计算量较大，***的动态性能还有提升空间。其他一些控制策略虽然可以使逆变器在某些方面具有优越的控制性能，且具有较强的理论意义，但存在控制***结构复杂、计算量大的局限，实用性略显不足。

目前对逆变器的控制，主流方式是采用DSP技术加软件的方式实现，这种方法的优点是比较灵活，可以实现复杂的算法，但控制器的开发周期比较长；另外，软件方式的通用性也存在问题，使得用户开发出的软件代码一般不能重用。因而，研究控制直接、实现方便、动态响应快、可靠性高的控制方法和装置是十分必要的。

发明内容

本发明要解决的技术问题是现有的逆变器控制计算量大、动态响应速度慢、实用性不高。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种三相电压型逆变器快速预测控制方法，包括以下步骤：

1)读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

2)根据得到的频率和相位角度信息θ^*判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，若不存在缺相，则进入步骤3；

3)读取在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)，再将i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

4)根据i_d(k)、i_q(k)以及k时刻的开关函数组合S(k)预算出k+2时刻的i_d(k+2)和i_q(k+2)，具体步骤为：

4.1)读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k)，其中，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号；

4.2)预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率；

4.3)根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复步骤2.1和2.2预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

5)构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值；

6)计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，并在k+1时刻将该开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。

利用逆变器开关函数组合个数有限的特点，遍历所有开关函数组合，计算出最合适的控制开关函数组合直接对开关管组合进行控制，相对现有的控制方法，控制更加直接、动态响应速度快，且与现有的逆变器控制算法相比无脉宽调制(PWM)及相关参数调节，减少了计算量，提高了动态响应速度；现有的逆变器电流预测控制通常是在两相静止坐标系αβ下实现的，由于参考电流是正弦波，通常还需要一种外推的方法，如拉格朗日多项式法，准确地预测未来的电流误差，外推法产生的参考值存在不必要的振荡，这会给控制器的瞬态响应带来负面影响，而本发明方法在旋转坐标系d-q下实现电流控制，与参考电流同步，不需要外推的方法，实用性较高；通过实时判断是否缺相，并在缺相时发出报警信号，提醒相关人员进行快速调整，来保证***正常运行。

作为本发明的进一步限定方案，步骤3中三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)依次经过Clark(克拉克)变换和Park(帕克)变换后从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)。

作为本发明的进一步限定方案，步骤4.1中逆变器直流侧输入电压V_dc(k)与步骤3中的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)同步采集。由于逆变器直流侧输入电压V_dc(k)会存在脉动，所有将V_dc(k)与i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)同步采集，从而有效抵消掉采集时的脉动。

本发明还公开了一种三相电压型逆变器快速预测控制装置，包括频率及相位角度接收模块、缺相判断模块、电流值接收模块、电流坐标变换模块、电压值接收模块、参考电流设定模块、预测模型和性能优化模块，其中，

频率及相位角度接收模块用于读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

缺相判断模块用于根据得到的频率和相位角度信息θ^*判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，若不存在缺相，则将相位角度信息θ^*发送给电流坐标变换模块；

电流值接收模块用于读取电流传感器在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)；

电流坐标变换模块用于将i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

电压值接收模块用于读取在k时刻电压传感器采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)；

参考电流设定模块用于设定被控电流的参考值和

预测模型用于读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k)，其中，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号，再预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率，最后再根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复公式1-公式4预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

性能优化模块用于构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值，再计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，并在k+1时刻将该开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。

本发明的有益效果在于：(1)利用逆变器开关函数组合个数有限的特点，遍历所有开关函数组合，计算出最合适的控制开关函数组合直接对开关管组合进行控制，相对现有的控制方法，控制更加直接、动态响应速度快，且与现有的逆变器控制算法相比无脉宽调制(PWM)及相关参数调节，减少了计算量，提高了动态响应速度；(2)现有的逆变器电流预测控制通常是在两相静止坐标系αβ下实现的，由于参考电流是正弦波，通常还需要一种外推的方法，如拉格朗日多项式法，准确地预测未来的电流误差，外推法产生的参考值存在不必要的振荡，这会给控制器的瞬态响应带来负面影响，而本发明方法在旋转坐标系d-q下实现电流控制，与参考电流同步，不需要外推的方法，实用性较高；(3)通过实时判断是否缺相，并在缺相时发出报警信号，提醒相关人员进行快速调整，来保证***正常运行。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为本发明的***结构示意图。

具体实施方式

如图1所示，本发明提供的三相电压型逆变器快速预测控制方法，包括以下步骤：

1)在执行完k-1时刻的开关信号后，由控制器读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

2)控制器根据得到的频率和相位角度信息θ^*判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，若不存在缺相，则进入步骤3；

3)由控制器读取在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)，再将三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)依次经过Clark(克拉克)变换和Park(帕克)变换后从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

4)根据i_d(k)、i_q(k)以及k时刻的开关函数组合S(k)预算出k+2时刻的i_d(k+2)和i_q(k+2)，具体步骤为：

4.1)由控制器读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k)，其中，输入电压V_dc(k)与三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)可同步进行采集，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号(已由k-1时刻算出)；

4.2)再预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率；

4.3)再根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复步骤2.1和2.2预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

5)构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值，且认为其变化相对于***采样时间而言是缓慢的；

6)计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，由于开关组合数有限，所以可以采用现有的冒泡法、选择法以及***排序等来快速地获得做小的性能优化函数G(j)的值，并在k+1时刻将使性能优化函数G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。

如图2所示，本发明的三相电压型逆变器快速预测控制装置，包括频率及相位角度接收模块、缺相判断模块、电流值接收模块、电流坐标变换模块、电压值接收模块、参考电流设定模块、预测模型和性能优化模块，这些模块都设计在FPGA内部，且频率及相位角度接收模块通过FPGA引脚与外部的相位检测电路相连，缺相判断模块通过FPGA引脚与外部的报警器相连，电流值接收模块通过FPGA引脚与外部的电流传感器相连，电压值接收模块通过FPGA引脚与外部的电压传感器相连，性能优化模块通过FPGA引脚与外部的逆变器主电路功率开关管相连进行控制，

频率及相位角度接收模块用于读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

缺相判断模块用于根据得到的频率和相位角度信息θ^*判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，同时停止装置进一步运行，不再执行开关信号，若不存在缺相，则将频率及相位角度信息θ^*发送给电流坐标变换模块；

电流值接收模块用于读取电流传感器在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)；

电流坐标变换模块用于将i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

电压值接收模块用于读取在k时刻电压传感器采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)；

参考电流设定模块用于设定被控电流的参考值和

预测模型用于读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k(，其中，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号，再预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率，最后再根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复公式1-公式4预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

性能优化模块用于构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值，再计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，并在k+1时刻将该开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。

该装置基于现场可编程门阵列(FPGA)及电子设计自动化(EDA)的硬件实现技术实现。由于它以纯硬件的方式实现并行处理，而且不占用CPU的资源，所以其速度可以达到芯片本身所具有的最高等级，而与算法的复杂程度基本无关，使得***整体性能上升。另外，由于其结构简单、可靠性高、便于生产、成本低廉，适于在应用逆变器器领域推广。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种三相电压型逆变器快速预测控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

2)根据得到的频率和相位角度信息θ^*判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，若不存在缺相，则进入步骤3；

3)读取在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)，再将i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

4)根据i_d(k)、i_q(k)以及k时刻的开关函数组合S(k)预算出k+2时刻的i_d(k+2)和i_q(k+2)，具体步骤为：

4.1)读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k)，其中，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号；

4.2)预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率；

4.3)根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复步骤2.1和2.2预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

5)构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值；

6)计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，并在k+1时刻将该开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。

2.根据权利要求1所述的三相电压型逆变器快速预测控制方法，其特征在于：所述步骤3中三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)依次经过Clark变换和Park变换后从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)。

3.根据权利要求1或2所述的三相电压型逆变器快速预测控制方法，其特征在于：所述步骤4.1中逆变器直流侧输入电压V_dc(k)与步骤3中的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)同步采集。

4.一种三相电压型逆变器快速预测控制装置，其特征在于：包括频率及相位角度接收模块、缺相判断模块、电流值接收模块、电流坐标变换模块、电压值接收模块、参考电流设定模块、预测模型和性能优化模块，其中，

频率及相位角度接收模块用于读取逆变器输出侧电压波形整形滤波得到的方波信号，并分析得到在k时刻时逆变器输出侧电压的频率及相位角度信息θ^*；

缺相判断模块用于根据得到的频率和相位角度信息判断是否存在缺相，若存在缺相，则发出缺相报警信号，若不存在缺相，则将相位角度信息θ^*发送给电流坐标变换模块；

电流值接收模块用于读取电流传感器在k时刻采集的逆变器输出侧的三相电流i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)；

电流坐标变换模块用于将i_a(k)、i_b(k)和i_c(k)从三相静止坐标系ABC转换为两相旋转坐标系d-q下的两相电流i_d(k)和i_q(k)；

电压值接收模块用于读取在k时刻电压传感器采集的逆变器直流侧输入电压V_dc(k)；

参考电流设定模块用于设定被控电流的参考值和

预测模型用于读取在k时刻采集的逆变器直流侧输入电压V_dc以及逆变器在k时刻的开关函数组合S(k)，其中，S(k)＝[S_a(k) S_b(k) S_c(k)]，再计算逆变器在两相旋转坐标系d-q下k时刻的输出电压v_d(k)和v_q(k)为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\left(k\right)\\ v_q\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{*}& \sin {\mathrm{\θ}}^{*}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{*}& \cos {\mathrm{\θ}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ v_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{dc}}\left(k\right)\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{-1}{2}& \frac{-1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\left(k\right)\\ S_b\left(k\right)\\ S_c\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，v_α(k)和v_β(k)为逆变器在两相静止坐标系αβ下k时刻的输出电压值，S_a(k)、S_b(k)和S_c(k)为逆变器各相k时刻的开关信号，再预算出k+1时刻逆变器两相旋转坐标系d-q下的两相电流预测值i_d(k+1)和i_q(k+1)为：

$i_d(k+1)=i_d\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_d\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_q\left(k\right))---\left(3\right)$

$i_q(k+1)=i_q\left(k\right)(1-\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L})+\frac{T_s}{L}(v_q\left(k\right)-{\mathrm{\ω}}^{*}{\mathrm{Li}}_d\left(k\right))---\left(4\right)$

式中，R和L分别为负载电阻和电感值，T_s为采样周期，ω^*为参考电流角频率，最后再根据预算出的k+1时刻的i_d(k+1)、i_q(k+1)以及逆变器的所有开关函数组合S_j(k)，重复公式1-公式4预算出k+2时刻时各个开关函数组合S_j(k)对应的i_dj(k+2)和i_qj(k+2)，其中，j＝1，2，…，n，n为逆变器所有有效的开关函数组合个数，j为各个开关函数组合的编号；

性能优化模块用于构造性能优化函数G(j)为：

$G\left(j\right)=|i_d^{*}(k+2)-i_{\mathrm{dj}}(k+2)|+|i_q^{*}(k+2)-i_{\mathrm{qj}}(k+2)|---\left(5\right)$

式中，和为被控电流的参考值，再计算出使G(j)的值最小的开关函数组合S_j(k+1)，并在k+1时刻将该开关函数组合S_j(k+1)的开关信号作用于逆变器的开关管组合。