CN104184524B - 一种频率校准方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频率校准方法及装置，涉及通信技术，在进行粗频偏估计和粗频偏补偿后，从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，即可根据相关值确定细频偏偏移值，而不需要信息交互获取小区信息用于确定精确的时隙起始位置进行细频偏估计，降低了频率校准的复杂度，提高了测试效率。

Description

一种频率校准方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种频率校准方法及装置。

背景技术

随着移动通信***的快速发展，支持多种制式的终端亦得到了迅速发展，目前终端厂商已开发了支持GSM（Global System for Mobile communication，全球移动通信***）、WCDMA（Wireless Code Division Multiple Access无线码分多址接入）、TD-SCDMA（时分同步CDMA）、LTE（Long Term Evolution，长期演进）等多种制式的相关产品。在这些终端产品入网以前，需要对其进行一致性测试，而其中的射频一致性测试又是其中的最基本的测试，测试用例亦较多。

目前对这些不同制式的终端进行射频一致性测试的一般是综合在一起的测试设备，被称为综测仪。综测仪一般除了具备按照射频一致性测试的相关协议进行有关测量项的测试外，还需要具备快速校准的功能，对终端进行频率、功率和增益的校准。对频率的校准一般称为AFC（Automatic Frequency Control，自动频率控制）校准，往往需要对较大范围的频率误差进行快速、准确的估计。

目前综测仪实现的AFC校准功能通常需要知道小区信息（这些信息包括小区ID（标识）、导频符号配置等），综测仪在获知小区信息后，对参考符号进行重构，利用本地参考符号与接收参考符号之间的相关性可对接收信号进行精确定时，降低由定时同步误差对频率估计的影响，根据定时同步结果再进行频偏的估计。

常用的AFC校准需要综测仪在获知小区配置信息后，根据小区配置信息可重构本地参考符号，利用重构本地参考符号与接收参考信号的相关性进行精确的定时同步，可提高测试精度，但这种方式增加了信息交互时间及测试过程复杂度，测试效率较低。

发明内容

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，以降低频率校准的复杂度，提高测试效率。

一种频率校准方法，包括：

接收终端发送的相移键控PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

根据上升沿位置截取足够长的数据；

根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据所述相关值确定细频偏偏移值；

根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

一种频率校准装置，包括：

上升沿确定单元，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

数据截取单元，用于根据上升沿位置截取足够长的数据；

粗频偏估计单元，用于根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

细频偏估计单元，用于从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据所述相关值确定细频偏偏移值；

频率校准单元，用于根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，在进行粗频偏估计和粗频偏补偿后，从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，即可根据相关值确定细频偏偏移值，而不需要信息交互获取小区信息用于确定精确的时隙起始位置进行细频偏估计，降低了频率校准的复杂度，提高了测试效率。

附图说明

图1为本发明实施例提供的频率校准方法流程图；

图2为本发明实施例提供的较具体的频率校准方法流程图；

图3为本发明实施例提供的对应实施例一的频率校准方法流程图；

图4为本发明实施例提供的对应实施例二的频率校准方法流程图；

图5为本发明实施例提供的频率校准装置结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，在进行粗频偏估计和粗频偏补偿后，从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，即可根据相关值确定细频偏偏移值，而不需要信息交互获取小区信息用于确定精确的时隙起始位置进行细频偏估计，降低了频率校准的复杂度，提高了测试效率。

如图1所示，本发明实施例提供的频率校准方法，包括：

步骤S101、接收终端发送的PSK（Phase Shift Keying，相移键控）调制信号，并确定信号的上升沿位置；

步骤S102、根据上升沿位置截取足够长的数据；

步骤S103、根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

步骤S104、从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据相关值确定细频偏偏移值；

步骤S105、根据粗频偏偏移值和细频偏偏移值的和，进行频率校准。

步骤S102中，所截取的数据越长，进行信道估计的结果精度越高，所带来的复杂度也越高，而截取的数据较短时，进行信道估计的结果精度较低，复杂度也较低，通常，步骤S102中，所截取的数据至少为一个时隙的数据。

在步骤S104中，不需要通过信息交互获取导频或者本地训练序列确定准确的时隙起始位置，直接从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，即可根据相关值确定细频偏偏移值，降低了频率校准的复杂度，提高了测试效率。

具体的，如图2所示，该方法包括：

步骤S201、上位机配置终端发送M元PSK（比如BPSK、QPSK、8PSK调制等）调制信号，这样配置的目的是可以得到标准M元PSK星座图的调制信号，以方便去除调制信息，从而进行频偏估计；

步骤S202、综测仪进行功率搜索，确定接收信号的上升沿位置；

步骤S203、根据上升沿位置、通过设置足够大的余量，综测仪截取足够长的确定有效的数据（确定在真正的上升沿之后的数据）；

步骤S204、求粗频偏偏移值：首先对截取的数据求M次方（M为调制指数：对于BPSK，M=2；对于QPSK，M=4，对于8PSK，M=8；以此类推）操作以消除M元PSK调制信号的调制信息；再对得到的数据补零、进行FFT变换，并对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作以使得零频在中心位置；然后求FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；最后根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

步骤S205、对截取的数据进行粗频偏补偿；

步骤S206、求细频偏偏移值：对粗频偏补偿后的数据求M次方（M为调制指数：对于BPSK，M=2；对于QPSK，M=4，对于8PSK,M=8；以此类推）从而去除调制信息，再从得到的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据相关值确定细频偏偏移值；

步骤S207、将粗频偏偏移值与细频偏偏移值相加，得到最终的频偏估计结果。

具体的，在WCDMA***中，可以对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH（Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道）信号，不发送DPDCH（Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道）信号，从而得到标准的QPSK（Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控）调制信号，当所述信号为TD-SCDMA信号时，也可以对终端进行配置，使得终端不发送控制信道信号，只发送业务信道信号，进而便于去除调制信息进行频偏估计。

在步骤S101中，收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置，可以通过确定PSK调制信号样点滑动窗的功率值，再根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定信号的上升沿位置来实现。

步骤S102中，根据上升沿位置截取至少一个时隙长度的数据，具体为：

根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据。

具体的，根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据，具体包括：

确定截取数据为r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)],N＝N_FOE，其中r(i)＝r(i+I_start+N_Δ)，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE为一个时隙的符号数，I_start为信号的上升沿位置。

步骤S103中，根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿，具体包括：

对所截取的数据进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT（快速傅里叶变化）变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿。

当根据上升沿位置截取的数据大于一个时隙长度时，步骤S103中在根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿前，还包括：

确定采样偏差最小的采样位置；

从采样偏差最小的采样位置起，重新截取用于进行FFT运算的数据。

步骤S104中，从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据相关值确定细频偏偏移值，具体包括：

取粗频偏补偿后的结果r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]，N为数据长度；

根据预先设定的截取数据起始位置start_pos、数据长度corr_length及两段数据的间距gap，截取两段数据d_b，其中b＝1,2，gap为非负整数，且

d₁＝r_comp(start_pos:corr_length+start_pos-1)

d₂＝r_comp(corr_length+start_pos+gap:2corr_length+gap+start_pos-1)；

通过对d_b求四次方去除调制信息，得到：

d_b,sqr＝[d_b,sqr(0),d_b,sqr(1),...,d_b,sqr(corr_length-1)]，

其中d_b,sqr(i)＝(d_b(i))²·(d_b(i))²，为1个数据块的符号数目；

确定d_1,sqr和d_2,sqr中元素的相关值R：

确定细频偏估计结果为： $f_{e2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_c(\mathrm{corr}\_\mathrm{length}+\mathrm{gap})}\arg \left(R\right)/4,$ 其中T_c为码片周期；

下面通过具体的实施例对本发明的频率校准方法进行详细说明：

实施例一、

在TD-SCDMA***中，终端发射上行DPCH信号，综测仪利用接收到的DPCH信号进行频偏估计。如图3所示，频率校准的具体步骤如下：

步骤S301、检测信号上升沿：

计算接收信号样点滑动窗的功率值：

$P_{\mathrm{win}}\left(i\right)=\underset{n=i}{\overset{i+L_{\mathrm{win}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2,i=\mathrm{0,1},...,N-L_{\mathrm{win}};$

其中，L_win为功率计算窗长包含的样点数目；

搜索上升沿：

fori＝0:N-L_win

if $\frac{P_{\mathrm{win}}(i+L_{\mathrm{win}})}{P_{\mathrm{win}}\left(i\right)}>P_{\lim }$

I_start＝i+2L_win

end

break;

end

其中P_lim为上升沿功率差门限值(线性值)。

步骤S302、取出一个时隙长度的数据：

r＝[r(1),r(2),…,r(864)]；

其中r(i)＝r(i+I_start+N_Δ)，N_Δ为了保证能够取到真正数据开始的位置之后的数据而设置的余量；

步骤S303、进行粗频偏估计：

对r求4次方操作，以消除调制带来的相位跳变，得到：

r_pow4＝[r_pow4(0),r_pow4(1),...,r_pow4(N-1)]，其中r_pow4(i)＝(r_FFT(i))⁴＝(r_FFT(i))²(r_FFT(i))²；

对r_pow4补零，得到N_FFT点进行FFT的数据，其中N_FFT为2的整数次幂；

进行FFT运算，以及FFT shift（FFT移位）操作：

FFT运算得到：r_{FFT_OUT}＝FFT(r_{FFT_IN})；

FFT shift得到：r_{FFT_Shift}＝[r_{FFT_Shift}(0),r_{FFT_Shift}(1),...,r_{FFT_Shift}(N_FFT-1)]；

其中 $r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i+\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),0\&le;i<\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\\ r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\&le;i<N_{\mathrm{FFT}}\end{array}\right.;$

确定绝对值最大的位置： $A_{\mathrm{index}}=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FFT}}}{\max }\left(\right|r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)\left|\right);$

得到粗频偏估计结果： $f_{e1}=(A_{\mathrm{index}}-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2})*\mathrm{\&Delta;f}/4;$

其中为FFT变换的频率分辨率。

步骤S304、进行粗频偏补偿，得到：r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]；

其中，N＝864为1个时隙的码片数目，

$r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r\left(i\right)\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;}{f}_{e1}i{T}_c},$

$r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r\left(i\right)\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;}{f}_{e1}i{T}_c}=r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)(\cos (2\mathrm{\&pi;}{f}_{e1}i/f_c)-j\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_{e1}i/f_c)),$

i＝0,1,...,N_c-1；

步骤S305、进行细频偏估计：

取一个时隙的频偏补偿后的结果r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]；

截取两段数据做相关，第一段数据的起始位置为start_pos，数据的长度为corr_length，两段数据的间距为gap，这三个参数均为可预先配置的参数；

确定进行相关计算的两个数据块为d_b，其中b＝1,2；

d₁＝r_comp(start_pos:corr_length+start_pos-1)

d₂＝r_comp(corr_length+start_pos+gap:2corr_length+gap+start_pos-1)

去除调制信息：

通过对d_b求四次方去除调制信息，得到：

d_b,sqr＝[d_b,sqr(0),d_b,sqr(1),...,d_b,sqr(corr_length-1)]，

其中d_b,sqr(i)＝(d_b(i))²·(d_b(i))²，为1个数据块的符号数目；

求相关：

计算d_1,sqr和d_2,sqr中元素的相关值R：

然后计算残余频偏： $f_{e2}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{T}_c(\mathrm{corr}\_\mathrm{length}+\mathrm{gap})}\arg \left(R\right)/4;$

步骤S306、得到总频偏：f_e＝f_e1+f_e2；

步骤S307、根据总频偏进行频率校准。

实施例二、

在WCDMA***中，一个无线帧的接收数据为：

r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)],N＝OSR*N_c*N_slot；其中，OSR为过采样率，N_c＝2560为DPCCH信道一个时隙的码片数目，N_slot＝15为输入数据的时隙数目。

此时，如图4所示，频率校准的具体步骤如下：

步骤S401、检测信号上升沿：

计算接收信号样点滑动窗的功率值：

$P_{\mathrm{win}}\left(i\right)=\underset{n=i}{\overset{i+L_{\mathrm{win}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2,i=\mathrm{0,1},...,N-L_{\mathrm{win}}$

其中L_win为功率计算窗长包含的样点数目；

搜索上升沿：

fori＝0:N-L_win

if $\frac{P_{\mathrm{win}}(i+L_{\mathrm{win}})}{P_{\mathrm{win}}\left(i\right)}>P_{\lim }$

I_start＝i+2L_win

end

break;

end

其中P_lim为上升沿功率差门限值(线性值)；

取出用以进行频偏估计的数据：

r′＝[r′(0),r′(1),…,r′(N′-1)],N′＝OSR*N_FOE；

其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，N_Δ为了保证能够取到真正数据开始的位置之后的数据而设置的余量，N_FOE为进行粗频偏估计的有效码片数；

步骤S402、进行粗频偏估计：

求采样偏差最小的采样位置：

对r′的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR组1倍采样数据：

r＇₀、r＇₁、...、r＇_OSR-1；

第i组数据的第j个样点取值为：

r′_i(j)＝r′(j*OSR+i)，i=0,1,…,OSR-1，j=0,1,…,N_var-1；

对OSR组数据分别求幅度的平方，得到：r＇_s，0、r＇_s，1、...、r＇_s，OSR-1；

其中r＇_s,i(j)=|r＇_i(j)|²，i=0,1,…,OSR-1，j=0,1,…,N_var-1；

对得到的OSR组数据分别求平均值，得到：

其中 $\stackrel{\&OverBar;}{r_{s,i}^{\&prime;}}=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{s,i}^{\&prime;}\left(j\right),$ i=0,1,…,OSR-1；

对得到的OSR组数据分别确定模方矢量的方差，得到σ₀,σ₁,...,σ_OSR-1；

其中 ${\mathrm{\&sigma;}}_i=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r_{s,i}^{\&prime;}\left(j\right)-\stackrel{\&OverBar;}{r_{s,i}^{\&prime;}})}^2,$ i=0,1,…,OSR-1；

方差最小的一路分组数据的采样偏差最小：

使用FFT运算进行粗频偏估计：

截取用以进行FFT运算的无过采样样点：

r＇_FFT=[r＇_FFT(0)，r＇_FFT(1),...,r＇_FFT(N_FOE-1)]

其中，r＇_FFT(i)=r(i*OSR+I_start+N_Δ*OSR+I_opt),i=0,1,...,N_FOE-1,N_FOE进行FFT运算的有效样点数；

对r＇_FFT求4次方操作，以消除调制带来的相位跳变，得到：

r＇_pow4=[r＇_pow4(0),r＇_pow4(1),...,r＇_pow4(N_FOE-1)];

对r＇_pow4补零得到进行FFT的数据：

其中，N_FFT为FFT点数；

进行FFT运算，以及FFT shift操作：

FFT运算得到：r_{FFT_OUT}＝FFT(r_{FFT_IN})；

FFT shift得到：r_{FFT_Shift}＝[r_{FFT_Shift}(0),r_{FFT_Shift}(1),...,r_{FFT_Shift}(N_FFT-1)]；

其中 $r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i+\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),0\&le;i<\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\\ r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\&le;i<N_{\mathrm{FFT}}\end{array}\right..$

确定绝对值最大的位置： $A_{\mathrm{index}}=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FFT}}}{\max }\left(\right|r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)\left|\right);$

得到粗频偏估计结果： $f_{e1}=(A_{\mathrm{index}}-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2})*\mathrm{\&Delta;f}/4;$

其中为FFT变换的频率分辨率。

步骤S403、对数据r＇_pow4进行粗频偏补偿，得到：

r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N_FOE-1)]，

其中， $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r_{\mathrm{pow}4}^{\&prime;}\left(0\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;i}4f_{e1}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FOE}}-1;$

步骤S404、进行细频偏估计：

对信号r_comp进行前后相关运算得到e_corr：

e_corr＝[e_corr(0),e_corr(1),...,e_corr(corr_size-1)]，其中corr_size为前后相关的距离；

将相关后信号e_corr(i)相加后求其和的相位得到：

其中“arg()”为求角度运算；

相位换算得到精频偏估计结果：

步骤S405、得到总频偏：f_e＝f_e1+f_e2；

步骤S406、根据总频偏进行频率校准。

本发明实施例还提供一种频率校准装置，该装置可以具体为综测仪，如图5所示，包括：

上升沿确定单元501，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置；

数据截取单元502，用于根据上升沿位置截取足够长的数据；

粗频偏估计单元503，用于根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

细频偏估计单元504，用于从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据相关值确定细频偏偏移值；

频率校准单元505，用于根据粗频偏偏移值和细频偏偏移值的和，进行频率校准。

当信号为WCDMA信号时，上升沿确定单元501接收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置前，还用于：

对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH信号，不发送DPDCH信号；

当信号为TD-SCDMA信号时，上升沿确定单元501接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置前，还包括：

对终端进行配置，使得终端不发送控制信道信号，只发送业务信道信号。

其中，上升沿确定单元501具体用于：

确定PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定信号的上升沿位置I_start。

数据截取单元502具体用于：

根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据。

数据截取单元502具体用于：

确定截取数据为r＝[r(0),r(1),…,r(N_FOE-1)]，其中r(i)＝r(i+I_start+N_Δ)，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE为一个时隙的符号数，I_start为信号的上升沿位置。

粗频偏估计单元503具体用于：

对所截取的数据进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿。

当根据上升沿位置截取的数据大于一个时隙长度时，粗频偏估计单元503在根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿前，还用于：

确定采样偏差最小的采样位置；

从采样偏差最小的采样位置起，重新截取用于进行FFT运算的数据。

细频偏估计单元504具体用于：

取粗频偏补偿后的结果r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]，N为数据长度；

根据预先设定的截取数据起始位置start_pos、数据长度corr_length及两段数据的间距gap，截取两段数据d_b，其中b＝1,2，gap为非负整数，且

d₁＝r_comp(start_pos:corr_length+start_pos-¹)

d₂＝r_comp(corr_length+start_pos+gap:2corr_length+gap+start_pos-1)；

通过对d_b求四次方去除调制信息，得到：

d_b,sqr＝[d_b,sqr(0),d_b,sqr(1),...,d_b,sqr(corr_length-1)]，

其中d_b,sqr(i)＝(d_b(i))²·(d_b(i))²，为1个数据块的符号数目；

确定d_1,sqr和d_2,sqr中元素的相关值R：

确定细频偏估计结果为： $f_{e2}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{T}_c(\mathrm{corr}\_\mathrm{length}+\mathrm{gap})}\arg \left(R\right)/4,$ 其中T_c为码片周期；

本发明实施例提供的频率校准装置可以具体为综测仪，该综测仪包括能够接收终端发送的PSK调制信号的天线、用于确定粗频偏偏移值和细频偏偏移值并进行频率校准处理的CPU，以及用于在CPU进行相应处理时对相关数据进行缓存的存储单元。

通过本发明实施例提供的频率校准方法，综测仪可以在不知道终端发射信号小区信息的情况下，对终端的大频偏进行准确有效的估计。该频偏估计方法不需要准确的同步定时，只要接收到有效数据即可，在此基础上分为粗频偏估计和细频偏估计，其中的粗频偏估计可以保证频偏估计的范围，细频偏估计保证估计的精度。降低了对定时的要求，且过程简单，省去了综测仪获取小区配置信息的交互，是一种更为高效的频率校准方法。

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，在进行粗频偏估计和粗频偏补偿后，从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，即可根据相关值确定细频偏偏移值，而不需要确定精确的时隙起始位置进行细频偏估计，降低了频率校准的复杂度，提高了测试效率。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、***、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（***）、和计算机程序产品的流程图和／或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和／或方框图中的每一流程和／或方框、以及流程图和／或方框图中的流程和／或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (12)

1.一种频率校准方法，其特征在于，包括：

对终端进行配置，使得终端只发送专用物理控制信道DPCCH信号，不发送专用物理数据信道DPDCH信号，其中，所述信号为宽带码分多址WCDMA信号；或者，对终端进行配置，使得终端不发送控制信道信号，只发送业务信道信号，其中，所述信号为时分同步码分多址TD-SCDMA信号；

接收终端发送的相移键控PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

根据上升沿位置截取足够长的数据；

根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据所述相关值确定细频偏偏移值；

根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置，具体包括：

确定所述PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定所述信号的上升沿位置I_start。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据上升沿位置截取至少一个时隙长度的数据，具体为：

根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据，具体包括：

确定截取数据为r＝[r(0),r(1),…,r(N-1)],N＝N_FOE，其中r(i)＝r(i+I_start+N_Δ)，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE为一个时隙的符号数，I_start为所述信号的上升沿位置。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿，具体包括：

对所截取的数据进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据所述相关值确定细频偏偏移值，具体包括：

取粗频偏补偿后的结果r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]，N为数据长度；

根据预先设定的截取数据起始位置start_pos、数据长度corr_length及两段数据的间距gap，截取两段数据d_b，其中b＝1,2，gap为非负整数，且

d₁＝r_comp(start_pos:corr_length+start_pos-1)

d₂＝r_comp(corr_length+start_pos+gap:2corr_length+gap+start_pos-1)；

通过对d_b求四次方去除调制信息，得到：

d_b,sqr＝[d_b,sqr(0),d_b,sqr(1),...,d_b,sqr(corr_length-1)]，

其中d_b,sqr(i)＝(d_b(i))²·(d_b(i))²，为1个数据块的符号数目；

确定d_1,sqr和d_2,sqr中元素的相关值R：

确定细频偏估计结果为：其中T_c为码片周期。

7.一种频率校准装置，其特征在于，包括：

上升沿确定单元，用于对终端进行配置，使得终端只发送专用物理控制信道DPCCH信号，不发送专用物理数据信道DPDCH信号，其中，所述信号为宽带码分多址WCDMA信号；或者，对终端进行配置，使得终端不发送控制信道信号，只发送业务信道信号，其中，所述信号为时分同步码分多址TD-SCDMA信号；以及，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

数据截取单元，用于根据上升沿位置截取足够长的数据；

粗频偏估计单元，用于根据所截取的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿；

细频偏估计单元，用于从粗频偏补偿后的数据中截取两段数据，确定所截取的两段数据的相关值，并根据所述相关值确定细频偏偏移值；

频率校准单元，用于根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述上升沿确定单元具体用于：

确定所述PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定所述信号的上升沿位置I_start。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述数据截取单元具体用于：

根据上升沿位置截取一个时隙长度的数据。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述数据截取单元具体用于：

确定截取数据为r＝[r(0),r(1),…,r(N_FOE-1)]，其中r(i)＝r(i+I_start+N_Δ)，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE为一个时隙的符号数，I_start为所述信号的上升沿位置。

11.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述粗频偏估计单元具体用于：

对所截取的数据进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

通过该粗频偏偏移值对所截取的数据进行粗频偏补偿。

12.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述细频偏估计单元具体用于：

取粗频偏补偿后的结果r_comp＝[r_comp(0),r_comp(1),…,r_comp(N-1)]，N为数据长度；

根据预先设定的截取数据起始位置start_pos、数据长度corr_length及两段数据的间距gap，截取两段数据d_b，其中b＝1,2，gap为非负整数，且

d₁＝r_comp(start_pos:corr_length+start_pos-1)

d₂＝r_comp(corr_length+start_pos+gap:2corr_length+gap+start_pos-1)；

通过对d_b求四次方去除调制信息，得到：

d_b,sqr＝[d_b,sqr(0),d_b,sqr(1),...,d_b,sqr(corr_length-1)]，

其中d_b,sqr(i)＝(d_b(i))²·(d_b(i))²，为1个数据块的符号数目；

确定d_1,sqr和d_2,sqr中元素的相关值R：

确定细频偏估计结果为：其中T_c为码片周期。