CN104184357A - 一种蓄电池充放电控制***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种蓄电池充放电控制***及方法，该包括整流器和负载，负载两端并联有电容C，整流器串联电感L和电阻Rs，所述整流器与负载之间加入AC-DC变换器，AC-DC变换器为半桥由绝缘栅双极型晶体管V与二极管VD并联组成的全桥电路，全桥电路每两相电路包括由绝缘栅双极型晶体管V、二极管VD、二极管VD和电感L_s形成的两个升压斩波电路。该***的直流侧电压通过绝缘栅双极型晶体管V占空比控制。本发明控整流器和负载间加入DC-DC变换器，应用电流反馈技术，输入电流跟踪输入电压，从而使输入端电流总谐波含量THD小于5％，而功率因数可以提高到0.99或更高。这种方案因应用了有源器件而成为有源功率因数校正。

Description

一种蓄电池充放电控制***及方法

技术领域

本发明涉及一种基于双向逆变技术的蓄电池充放电控制***，属于车辆产品测试技术领域。

背景技术

目前的蓄电池充放电***采用工控机作为控制枢纽，是一种集中式管理方式，一旦工控机出了问题，则由它控制的一大批蓄电池就全部报废，给厂家带来很大的经济损失。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于双向逆变技术的蓄电池充放电控制***，通过在整流器与负载之间加入AC-DC变换器，解决工控机集中式管理方式容易产生大批蓄电池报废的问题，应用电流反馈技术，输入电流跟踪输入电压，从而使输入端电流总谐波含量THD小于5％，而功率因数可以提高到0.99或更高。

本发明的技术方案是：一种蓄电池充放电控制***，该包括整流器和负载，负载两端并联有电容C，整流器串联电感L和电阻Rs，所述整流器与负载之间加入AC-DC变换器，AC-DC变换器为半桥由绝缘栅双极型晶体管V与二极管VD并联组成的全桥电路，全桥电路每两相电路包括由绝缘栅双极型晶体管V、二极管VD、二极管VD和电感L_s形成的两个升压斩波电路。该***的直流侧电压通过绝缘栅双极型晶体管V占空比控制。每两相电路中，当u_s>0时，由绝缘栅双极型晶体管V₂、二极管VD₄、二极管VD₁、电感L_s和绝缘栅双极型晶体管V₃、二极管VD₁、二极管VD₄、电感L_s组成两个升压斩波电路；当u_s<0时,由绝缘栅双极型晶体管V₁,二极管VD₃,二极管VD₂,电感L_s和绝缘栅双极型晶体管V₄,二极管VD₂,二极管VD₃,电感L_s组成两个升压斩波电路，当绝缘栅双极型晶体管V₂导通时，u_s通过V₂,VD₄向L_s储能，当V₂关断时，L_s储存的能量通过VD₁，VD₄向直流侧电容C充电，由斩波电路两个回路相互独立。

一种蓄电池充放电控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：步骤一、对可逆三相静态坐标系的电压方程 $\begin{array}{c}{e}_a=L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+v_a\\ e_b=L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+v_b\\ e_c=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+v_c\end{array}$ 进行Clark变换得到 $\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& \sqrt{3}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right],$ 其中，i_a为可逆变流器A相输入电流，i_b为可逆变流器B相输入电流，i_c为可逆变流器C相输入电流，v_a为可逆变流器A相输入电压，v_b为可逆变流器B相输入电压，为可逆变流器C相输入电压；步骤二、三相电源电压 $\begin{array}{c}{e}_a=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_b=E\cos (\mathrm{wt}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ e_c=E\cos (\mathrm{wt}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}$ 代入Clark变换得到输入电压在x-y静态坐标下的表达式 $\begin{array}{c}{e}_x=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_y=E\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array},$ 其中，e_a为可逆变流器A相输入电压，e_b为可逆变流器B相输入电压，e_c为可逆变流器C相输入电压，E为电源相电压的峰值，w为电源电压的角频率；

步骤三、将可逆变流器在静态x-y坐标系中的方程 $\begin{array}{c}{e}_x=L\frac{{\mathrm{di}}_x}{\mathrm{dt}}+v_x\\ e_y=L\frac{{\mathrm{di}}_y}{\mathrm{dt}}+v_y\end{array}$ 的静态坐标系中的电压方程转换到以w角频率旋转的d-q两相同步坐标系中，采用PARK变换阵 $\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{wt}\right)& \sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{wt}\right)& \cos \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]$ 得到 $\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\mathrm{wL}\left[\begin{array}{c}-i_q\\ i_d\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right];$ 步骤四、将输入电压在x-y静态坐标下的表达式 $\begin{array}{c}{e}_x=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_y=E\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}$ 代入PARK变换阵得到输入电压在同步d-q坐标系中的表达式 $\begin{array}{c}{e}_d=E\\ e_q=0\end{array};$ 步骤五、从 $\begin{array}{c}{e}_d=E\\ e_q=0\end{array}$ 可以看出d轴是有用功量，q轴式无用功量，如果要实现单位功率因数传递，q轴的参考电流则输入的有功功率为 $P=\frac{3}{2}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)=\frac{3}{2}{\mathrm{Ei}}_d.$ 通过 $\begin{array}{c}[k_p(I_d^{*}-i_d)+k_i\&Integral;(I_d^{*}-i_d)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{d_t}=0\\ [k_p(I_q^{*}-i_q)+k_i\&Integral;I_q^{*}-i_q)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{d_t}=0\end{array}$ 实现电流的解耦控制。

本发明有如下积极效果：本发明控整流器和负载间加入DC-DC变换器，应用电流反馈技术，输入电流跟踪输入电压，从而使输入端电流总谐波含量THD小于5％，而功率因数可以提高到0.99或更高。这种方案因应用了有源器件而成为有源功率因数校正(APFC)。可得到较高功率因数，THD小；可在较宽的输入电压范围下工作；体积、重量小；输出电压可以保持恒定，或调控为指令值；采用全桥和半桥结构的PWM整流器还可以实现电能的双向流动。

附图说明

图1为本发明具体实施方式单相整流电路原理图；

图2为本发明具体实施方式三相整流电路原理图；

图3为本发明具体实施方式***模型在simulink中AC\DC部分的原理图；

图4为本发明具体实施方式***模型在simulink中主控制模块原理图；

具体实施方式

下面对照附图，通过对实施例的描述，本发明的具体实施方式如所涉及的各构件的形状、构造、各部分之间的相互位置及连接关系、各部分的作用及工作原理、制造工艺及操作使用方法等，作进一步详细的说明，以帮助本领域技术人员对本发明的发明构思、技术方案有更完整、准确和深入的理解。

如图1所示，当u_s>0时，由V₂,VD₄,VD₁,L_s和V₃,VD₁,VD₄,L_s分别组成了两个升压斩波电路。以包含V₂的升压斩波电路为例，当V₂导通时，u_s通过V₂,VD₄向L_s储能，当V₂关断时，L_s储存的能量通过VD₁，VD₄向直流侧电容C充电。由V₃构成的斩波电路也可由同样的方式分析，两个回路独自工作，可以看成是并联回路。

当u_s<0时,由V₁,VD₃,VD₂,L_s和V₄,VD₂,VD₃,L_s分别组成了两个升压斩波电路,工作原理和u_s>0时类似。

从以上分析可知电路按升压斩波电路工作，直流侧的电压是可以由IGBT占空比控制的。

如图2所示，三相整流电路的工作原理和单相全桥电路相似，我们只要把每两相当成一个回路用线电压分析，这样情况就和单相的完全一样了。所以直流侧的电压也能由IGBT的占空比控制了。

例如在某一时刻V₃导通(与V₃相关的有AB相和BC相)，这时如果AB相的线电压在正半周则交流电源通过V₃,VD₁向L_s(包括A相和B相的电感)储能，V₃关断时L_s储存的能量通过VD₁，VD₆向直流侧电容C充电，如果在负半周AB相线电流则视V₁和V₆通断情况而定。BC相的线电压在正半周时BC相的线电流则视V₅和V₄通断情况而定，如果BC相的线电压在负半周则交流电源通过V₃,VD₅向L_s(包括B相和C相的电感)储能,V₃关断时L_s储存的能量通过VD₅，VD₆向直流侧电容C充电。

设输入的三相电源电压为

$\begin{array}{c}{e}_a=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_b=E\cos (\mathrm{wt}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ e_c=E\cos (\mathrm{wt}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}---\left(1\right)$

式中e_a--可逆变流器A相输入电压；e_b--可逆变流器B相输入电压

e_c--可逆变流器C相输入电压；E—电源相电压的峰值

w—电源电压的角频率；

可逆三相静态坐标系的电压方程

$\begin{array}{c}{e}_a=L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+v_a\\ e_b=L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+v_b\\ e_c=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+v_c\end{array}---\left(2\right)$

式中i_a---可逆变流器A相输入电流；i_b---可逆变流器B相输入电流

i_c---可逆变流器C相输入电流；v_a---可逆变流器A相输入电压

v_b---可逆变流器B相输入电压；v_c---可逆变流器C相输入电压

将三相静态电压方程经过Clark变换

$\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& \sqrt{3}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]---\left(3\right)$

则可逆变流器在静态x-y坐标系中的方程为：

$\begin{array}{c}{e}_x=L\frac{{\mathrm{di}}_x}{\mathrm{dt}}+v_x\\ e_y=L\frac{{\mathrm{di}}_y}{\mathrm{dt}}+v_y\end{array}---\left(4\right)$

现将(4)式中的静态坐标系中的电压方程转换到以w角频率旋转的d-q两相同步坐标系中，采用PARK变换阵：

$\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{wt}\right)& \sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{wt}\right)& \cos \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]---\left(5\right)$

将(4)式代入(5)式可得

$\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\mathrm{wL}\left[\begin{array}{c}-i_q\\ i_d\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]---\left(6\right)$

将(1)式代入(3)式可得输入电压在x-y静态坐标下的表达式

$\begin{array}{c}{e}_x=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_y=E\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}---\left(7\right)$

将式(7)代入式(5)可得输入电压在同步d-q坐标系中的表达式

$\begin{array}{c}{e}_d=E\\ e_q=0\end{array}---\left(8\right)$

将式(8)代入到式(6)中可得

$\begin{array}{c}E=L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}-w{\mathrm{Li}}_q+v_d\\ 0=L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+w{\mathrm{Li}}_d+v_q\end{array}---\left(9\right)$

从(8)式中可以看出d轴是有用功量，q轴式无用功量，所以要实现单位功率因数传递，希望q轴的参考电流则输入的有功功率为

$P=\frac{3}{2}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)=\frac{3}{2}{\mathrm{Ei}}_d---\left(10\right)$

可见输入有功功率是与d轴电流成正比的。d轴的参考电流是可由直流侧的电压调节器输出得到。

从(9)式也可以看出这是一个耦合***，即q轴的电流变化对d轴的电流有影响，同样d轴的电流的变化对q轴也有影响，所以要现实对电流的控制需要实现解耦控制。

为了实现电流的解耦控制，采用下面的控制方案，电压给定指令为

$\begin{array}{c}{V}_d^{*}=E_d+\mathrm{wL}{I}_q-[k_p(I_d^{*}-i_d)+k_i\&Integral;(I_d^{*}-i_d)\mathrm{dt}\\ V_q^{*}=E_q-\mathrm{wL}{I}_d-[k_p(I_q^{*}-i_q)+k_i\&Integral;I_q^{*}-i_q)\mathrm{dt}\end{array}---\left(11\right)$

将(11)式代入(6)式中可得

$\begin{array}{c}[k_p(I_d^{*}-i_d)+k_i\&Integral;(I_d^{*}-i_d)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{d_t}=0\\ [k_p(I_q^{*}-i_q)+k_i\&Integral;I_q^{*}-i_q)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{d_t}=0\end{array}---\left(12\right)$

上式可见实现了电流的解耦。

图3中控制器采样了直流侧电压，三相交流侧的电压电流。

直流给定电压Udc^*＝650V，直流侧的电源电压为零，通过网侧ABC相电压电流仿真波形可看出电压最终稳定在给定的650V。直流侧给定电压Udc^*＝650V，直流侧的电源电压为800V，通过网侧A相电压电流仿真波形，电路工作于逆变状态，直流侧电压依然维持650V。

PWM整流器网侧呈现出电流源的特性，因而这一特性使PWM整流器及其控制技术获得进一步的发展和拓宽，并取得了更为广泛的应用，如静止无功补偿(SVG)、有源电力滤波(APF)、统一潮流控制(UPFC)、超导储能(SMES)、高压直流输电(HVDC)、电器传动(ED)、新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电。

上面结合附图对本发明进行了示例性描述，显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种蓄电池充放电控制***，其特征在于：该包括整流器和负载，负载两端并联有电容C，整流器串联电感L和电阻Rs，所述整流器与负载之间加入AC-DC变换器，AC-DC变换器为半桥由绝缘栅双极型晶体管V与二极管VD并联组成的全桥电路，全桥电路每两相电路包括由绝缘栅双极型晶体管V、二极管VD、二极管VD和电感L_s形成的两个升压斩波电路。

2.根据权利要求1所述的蓄电池充放电控制***，其特征在于：该***的直流侧电压通过绝缘栅双极型晶体管V占空比控制。

3.根据权利要求1或2任意一项所述的蓄电池充放电控制方法，其特征在于：每两相电路中，当u_s>0时，由绝缘栅双极型晶体管V₂、二极管VD₄、二极管VD₁、电感L_s和绝缘栅双极型晶体管V₃、二极管VD₁、二极管VD₄、电感L_s组成两个升压斩波电路；当u_s<0时,由绝缘栅双极型晶体管V₁,二极管VD₃,二极管VD₂,电感L_s和绝缘栅双极型晶体管V₄,二极管VD₂,二极管VD₃,电感L_s组成两个升压斩波电路，当绝缘栅双极型晶体管V₂导通时，u_s通过V₂,VD₄向L_s储能，当V₂关断时，L_s储存的能量通过VD₁，VD₄向直流侧电容C充电，由斩波电路两个回路相互独立。

4.根据权利要求1至3任意一项所述蓄电池充放电控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：步骤一、对可逆三相静态坐标系的电压方程 $\begin{array}{c}{e}_a=L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+v_a\\ e_b=L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+v_b\\ e_c=L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+v_c\end{array}$ 进行Clark变换得到 $\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& \sqrt{3}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right],$ 其中，i_a为可逆变流器A相输入电流，i_b为可逆变流器B相输入电流，i_c为可逆变流器C相输入电流，v_a为可逆变流器A相输入电压，v_b为可逆变流器B相输入电压，为可逆变流器C相输入电压；

步骤二、三相电源电压 $\begin{array}{c}{e}_a=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_b=E\cos (\mathrm{wt}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ e_c=E\cos (\mathrm{wt}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}$ 代入Clark变换得到输入电压在x-y静态坐标下的表达式 $\begin{array}{c}{e}_x=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_y=E\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array},$ 其中，e_a为可逆变流器A相输入电压，e_b为可逆变流器B相输入电压，e_c为可逆变流器C相输入电压，E为电源相电压的峰值，w为电源电压的角频率；

步骤三、将可逆变流器在静态x-y坐标系中的方程 $\begin{array}{c}{e}_x=L\frac{{\mathrm{di}}_x}{\mathrm{dt}}+v_x\\ e_y=L\frac{{\mathrm{di}}_y}{\mathrm{dt}}+v_y\end{array}$ 的静态坐标系中的电压方程转换到以w角频率旋转的d-q两相同步坐标系中，采用PARK变换阵 $\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{wt}\right)& \sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{wt}\right)& \cos \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_x\\ e_y\end{array}\right]$ 得到 $\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=L\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\mathrm{wL}\left[\begin{array}{c}-i_q\\ i_d\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right];$

步骤四、将输入电压在x-y静态坐标下的表达式 $\begin{array}{c}{e}_x=E\cos \left(\mathrm{wt}\right)\\ e_y=E\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}$ 代入PARK变换阵得到输入电压在同步d-q坐标系中的表达式 $\begin{array}{c}{e}_d=E\\ e_q=0\end{array};$

步骤五、从 $\begin{array}{c}{e}_d=E\\ e_q=0\end{array}$ 可以看出d轴是有用功量，q轴式无用功量，如果要实现单位功率因数传递，q轴的参考电流则输入的有功功率为 $P=\frac{3}{2}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)=\frac{3}{2}{\mathrm{Ei}}_d.$

5.根据权利要求4所述蓄电池充放电控制方法，其特征在于：通过 $\begin{array}{c}[k_p(I_d^{*}-i_d)+k_i\&Integral;(I_d^{*}-i_d)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{d_t}=0\\ [k_p(I_q^{*}-i_q)+k_i\&Integral;I_q^{*}-i_q)\mathrm{dt}+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{d_t}=0\end{array}$ 实现电流的解耦控制。