CN104092396A - 一种单电感双Boost逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单电感双Boost逆变器，两个Boost升压单元共用一个升压电感，可有效提升传统双Boost逆变器的效率和缩小了逆变器的体积；同时提出了一种单电感双Boost逆变器的控制方法，控制两个Boost升压单元的开关管分别在正弦波的正负半周期内交替工作，降低开关管电压、电流应力，降低电感电流纹波，减小变换器内部环流的导通损耗。

Description

一种单电感双Boost逆变器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，具体涉及一种单电感双Boost逆变器及其控制方法。

背景技术

新能源由于受环境等因素的影响，其输出电压范围宽，需要通过升降压逆变装置将其逆变成可用的稳定交流电压。传统的逆变器当直流侧电压低于输出的交流电压时，需要在逆变器的前级加入升压变换器以达到升压功能。但两级式功率变换使***结构复杂且影响效率。通过工频变压器升压，存在工频变压器笨重、体积庞大等缺陷。

单级功率变换器的逆变器有利于功率密度和效率的提升，单级式逆变器具有功率级只有一级，效率高，体积小等优点。双Boost变换器的逆变器,采用两组独立对称的双向DC/DC变换器差动输出，得到纯正弦交流电压。常见的调制方式是使两组Boost变换器各输出一路相差180°带直流偏置的电压，经差动输出得到可升降压的交流输出电压。这种调制方式下变换器所有功率开关在整个工频周期内均处于高频调制状态，且电感电流大、开关管电压电流应力也较大，导致电感损耗、开关管通态损耗与开关损耗增加，同时整个变换器存在内部环流，不利于效率的提升。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提出一种单电感双Boost逆变器，两个Boost升压单元共用一个升压电感，可有效提升传统双Boost逆变器的效率和缩小了逆变器的体积；同时提出了一种单电感双Boost逆变器的控制方法，控制两个Boost升压单元的开关管分别在正弦波的正负半周期内交替工作，降低开关管电压、电流应力，降低电感电流纹波，消除变换器内部环流。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

一种单电感双Boost逆变器，包括Boost升压单元Ⅰ、Boost升压单元Ⅱ，升压电感，开关管Ⅰ，Boost升压单元Ⅰ的输入端与Boost升压单元Ⅱ的输入端并联连接，Boost升压单元Ⅰ的输出端与Boost升压单元Ⅱ的输出端串联连接后作为该逆变器的输出端，逆变器的输出端包括第一端、第二端，Boost升压单元Ⅰ包括开关管Ⅱ、开关管Ⅲ；Boost升压单元Ⅱ包括开关管Ⅳ、开关管Ⅴ；所述开关管均包括输入端、输出端、控制端，还包括开关管Ⅵ、开关管Ⅶ，逆变器输出端的第一端与直流电源的正极之间连接开关管Ⅵ，逆变器输出端的第二端与直流电源正极之间连接开关管Ⅶ；Boost升压单元Ⅰ与Boost升压单元Ⅱ共用一个升压电感及开关管Ⅰ，其中，升压电感的一端、开关管Ⅰ的输出端均与直流电源的正极连接，升压电感的另一端、开关管Ⅰ的输入端均与Boost升压单元Ⅰ输入端的正极、Boost升压单元Ⅱ输入端的正极连接。

开关管的输入端、输出端之间均并联二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接。

在正弦波的正半周期内，控制开关管Ⅰ处于高频开关状态，开关管Ⅱ、开关管Ⅶ处于常通状态，控制开关管Ⅲ与开关管Ⅰ互补导通；在正弦波的负半周期内，控制开关管Ⅰ处于高频开关状态，开关管Ⅳ、开关管Ⅵ处于常通状态，控制开关管Ⅴ与开关管Ⅰ互补导通。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、本发明的单电感双Boost逆变器电路共用一个升压电感及高频开关管，有利于提高功率密度，缩小了逆变器的体积。使得开关管的电压应力与电感的电流应力比传统方式小，共用升压电感L1和高频开关管S1，。

2、应用半周期调制法，使得两个Boost升压单元的开关管处于半周高频工作，旁路开关管工频切换状态，减少了逆变器的开关损耗。同时与传统控制方式相比，又减小了导通损耗，消除了变换器的内部环流。

附图说明

图1为本发明单电感双Boost逆变器的电路图。

图2为传统双Boost逆变器的调制方式示意框图。

图3为本发明单电感双Boost逆变器的调制方式示意图。

图4为本发明单电感双Boost逆变器实验驱动波形。

图5为本发明单电感双Boost逆变器实验驱动波形。

图6为本发明单电感双Boost逆变器开关管电压应力。

图7为本发明单电感Boost逆变器输入输出电压与电感电流。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，单电感双Boost逆变器，包括Boost升压单元Ⅰ、Boost升压单元Ⅱ，升压电感L1，开关管S1～S7，电容C1、C2，二极管D1～D7，每个开关管的输入端、输出端之间均并联一个二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接，开关管S6、S7作为该逆变器电路的旁路开关管，Boost升压单元Ⅰ包括开关管S2、S3，开关管S2的输入端作为Boost升压单元Ⅰ的输入端，开关管S2的输出端与开关管S3的输出端连接，开关管S3的输入端作为该逆变器输出端的第一端；Boost升压单元Ⅱ包括开关管S4、S5，开关管S4的输入端作为Boost升压单元Ⅱ的输入端，开关管S4的输出端与开关管S5的输出端连接，开关管S5的输入端作为该逆变器输出端的第二端；逆变器输出端的两端之间串联电容C1、C2；直流电源Vin的正极分别与开关管S6的输出端、开关管S7的输出端、升压电感L1的一端连接，直流电源Vin的负极分别与开关管S1的输出端、电容C1与C2串联电路的中点连接；升压电感的另一端分别与Boost升压单元Ⅰ的输入端、Boost升压单元Ⅱ的输入端、开关管S1的输入端连接；开关管S6的输入端与逆变器输出端的第一端连接，开关管S7的输入端与逆变器输出端的第二端连接。

本实施例中Boost升压单元Ⅰ以下简称Boost1，Boost升压单元Ⅱ以下简称Boost2。

常见的调制方式是使两组Boost变换器各输出一路相差180°带直流偏置的电压，经差动输出得到可升降压的交流输出电压。使Boost1与Boost2同时处于升压状态，所以四个开关管均处于高频开关状态，如图2所示。通过相应的控制逻辑使得两组的输出电压满足：

$V_{o1}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)---\left(1\right)$

$V_{o2}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin (\mathrm{wt}-\mathrm{\π})---\left(2\right)$

$V_{\mathrm{dc}}\≥V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}---\left(3\right)$

$V_{o1}=V_{o2}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(4\right)$

其中V_dc为直流偏置电压，U_m为期望输出电压峰值，V_o1为得Boost1的输出电压，V_o2为Boost2的输出电压，V_in为直流电源电压。

联立上式推得Boost1与Boost2的占空比变化规律：

$D_1\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(5\right)$

$D_2\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(6\right)$

那么通过调制占空比使得Boost1与Boost2的占空比分别按D₁(t)和D₂(t)的规律变化，可使得传统调制方式的输出电压为：

V_o(t)＝V_o1(t)-V_o2(t)＝U_m×sin(wt)                  (7)

本发明单电感双Boost逆变器采用分时控制的方法使得输出交流电的任一半波期间内只有一路DC/DC升压单元处于高频开关状态，另一路则处于工频切换状态。如图3所示，

在输出正弦交流电压(即负载电压)的正半周期内，控制开关管S1处于高频开关状态，控制开关管S2、S7处于常通状态、S3与S1信号互补导通，Boost1单元处于升压状态，该路输出电压为一带直流偏置的半周期正弦半波；Boost2单元则处于工频切换状态，即开关管S4、S5、S6均处于关断状态，Boost2输出电压则为输入直流电压。Boost1与Boost2两路差动输出即为输出至负载两端的电压。

在输出正弦交流电压的负半周期内，控制开关管S1仍处于高频开关状态，控制开关管S4与S6处于常通状态，开关管S5与S1互补导通，Boost2单元处于升压状态，该路输出电压为一带直流偏置的半周期的正弦半波；Boost1则处于工频切换状态，即开关管S2、S3、S7均处于关断状态，Boost1单元的输出电压则为输入直流电压。经Boost1与Boost2两路输出差动则得到负半周期工频正弦交流电压。这样在整个工频周期期间，两路升压单元分时升压工作，在负载端差动输出即可得到所要求的纯正弦交流电压。该变换器的增益与单个Boost是相同的。通过如下公式推导得出：

$\mathrm{Vo}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(8\right)$

其中，Vo为逆变器的输出电压，D为Boost电路的占空比。

同时要求处于升压的单元单路输出电压在工频半周期内满足：

Vo(t)＝U_m×sin(wt)+V_in                          (9)联合上式可得：

$D\left(t\right)=\frac{U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(10\right)$

所以分时使得Boost1升压单元与Boost2升压单元的占空比按式(10)变化，可使输出电压得到期望的正弦交流电压，如图3所示。

图4为开关管S1、S3、S5的驱动信号，图5为开关管S2、S7、S4、S6的驱动信号。图6表示了开关器件承受的集射电压与电感电流，纵坐标依次为开关管S6的射集电压、电感L的电流、开关管S1集射电压、开关管S2集射电压。图7的纵坐标依次表示电路输出电容C1两端电压、电容C2两端电压、输入直流电压、输出交流电压。

Claims (3)

1.一种单电感双Boost逆变器，包括Boost升压单元Ⅰ、Boost升压单元Ⅱ，升压电感，开关管Ⅰ，Boost升压单元Ⅰ的输入端与Boost升压单元Ⅱ的输入端并联连接，Boost升压单元Ⅰ的输出端与Boost升压单元Ⅱ的输出端串联连接后作为该逆变器的输出端，逆变器的输出端包括第一端、第二端，Boost升压单元Ⅰ包括开关管Ⅱ、开关管Ⅲ；Boost升压单元Ⅱ包括开关管Ⅳ、开关管Ⅴ；所述开关管均包括输入端、输出端、控制端，其特征在于，还包括开关管Ⅵ、开关管Ⅶ，逆变器输出端的第一端与直流电源的正极之间连接开关管Ⅵ，逆变器输出端的第二端与直流电源正极之间连接开关管Ⅶ；Boost升压单元Ⅰ与Boost升压单元Ⅱ共用一个升压电感及开关管Ⅰ，其中，升压电感的一端、开关管Ⅰ的输出端均与直流电源的正极连接，升压电感的另一端、开关管Ⅰ的输入端均与Boost升压单元Ⅰ输入端的正极、Boost升压单元Ⅱ输入端的正极连接。

2.根据权利要求1所述的单电感双Boost逆变器，其特征在于：开关管的输入端、输出端之间均并联二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接。

3.基于权利要求1所述单电感双Boost逆变器的控制方法，其特征在于：在正弦波的正半周期内，控制开关管Ⅰ处于高频开关状态，开关管Ⅱ、开关管Ⅶ处于常通状态，控制开关管Ⅲ与开关管Ⅰ互补导通；在正弦波的负半周期内，控制开关管Ⅰ处于高频开关状态，开关管Ⅳ、开关管Ⅵ处于常通状态，控制开关管Ⅴ与开关管Ⅰ互补导通。