CN104009692A - 马达控制装置以及使用了该马达控制装置的空调机 - Google Patents

Abstract

提供一种降低了风扇与转子的共振引起的声音的高效率的马达控制装置。具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，驱动控制3相马达；矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的3相马达施加的电压；高次分量生成部，运算矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；电压相加部，向矢量控制部运算出的施加电压相加高次分量生成部运算出的高次分量；以及PWM脉冲生成部，根据该电压相加部的信号对逆变器进行脉宽控制，针对由3相马达与其负荷的共振所产生的共振声音，高次分量生成部运算以共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，电压相加部将高次分量加到施加电压，由此降低共振声音。

Description

马达控制装置以及使用了该马达控制装置的空调机

技术领域

本发明涉及一种马达控制装置的控制方法以及使用了该马达控制装置的控制方法的空调机。特别是涉及一种降低风扇用的马达引起的声音的技术。

背景技术

以往，用于空调机中的小型风扇马达，以转子与风扇的共振为原因的特定转速下产生的噪音成为问题。为了解决该共振引起的噪音的问题，在转子部设置防振橡胶，或在风扇的轴承部设置防振橡胶而降低了声音。

作为其原因之一，可举出马达的感应电压的失真与施加电压之差引起的电流波形的失真，提出了用于消除该电流波形失真的各种方法。

例如，在专利文献1中公开了如下技术：将抵消以感应电压的失真为起因而产生的转矩脉动的电压事先制作为感应电压脉动表，并相加到指令电压。

另外，在专利文献2中公开了如下控制方法：为了实现高效率运行，按照转矩和转速的映射图或者id电流（d轴）、iq电流（q轴）的二维坐标来切换调制方式。

专利文献1：日本特开2008-219966号公报

专利文献2：日本特开2005-229676号公报

发明内容

然而，为了降低风扇与转子的共振声音而设置防振橡胶的方法存在如下问题：马达、风扇的结构变得复杂、成本变高。

另外，本发明人通过实验确认了在专利文献1公开的电流正弦波化的技术中不能消除风扇与转子的共振声音。

另外，本发明人通过实验确认了在专利文献2公开的切换调制方式的方法中，存在能够消除风扇与转子的共振声音的情况和不能消除风扇与转子的共振声音的情况。

因此，本发明的课题在于，提供一种降低了风扇与转子的共振引起的声音的高效率的马达控制装置。

本发明的马达控制装置，具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，驱动控制3相马达；矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的3相马达施加的电压；高次分量生成部，运算矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；电压相加部，向矢量控制部运算出的施加电压相加高次分量生成部运算出的高次分量；以及PWM脉冲生成部，根据该电压相加部的信号对逆变器进行脉宽控制，其中，针对由3相马达与其负荷的共振产生的共振声音，高次分量生成部运算以共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，电压相加部将高次分量加到施加电压，由此降低共振声音。

根据本发明，能够提供一种降低了风扇与转子的共振引起的声音的高效率的马达控制装置。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的马达控制装置的内部结构、以及该直流马达控制装置、电源、3相交流同步电动机及负荷之间的关联的图。

图2是表示在本发明的第1实施方式中在电压相加部中使用旋转坐标系将高次分量生成部的高次分量向矢量控制部的基波相加的方法的图。

图3是表示在本发明的第1实施方式中在电压相加部中使用固定坐标系将高次分量生成部的高次分量向矢量控制部的基波相加的方法的图。

图4是表示对转速和声音频率的风扇噪音的特性的图。

图5是表示在施加了130min^-1的36次的高次分量的情况下的噪音变化的图。

图6是表示对转速施加了多个次数的高次分量的控制的一个例子的图。

图7是表示本发明的第2实施方式的马达控制装置的内部结构、以及该直流马达控制装置、电源、3相交流同步电动机及负荷之间的关联的图。

图8是表示在本发明的第2实施方式中在电流相加部中使用旋转坐标系将高次分量生成部的高次分量向矢量控制部的基波相加的方法的图。

图9是表示在本发明的第2实施方式中在电流相加部中使用固定坐标系将高次分量生成部的高次分量向矢量控制部的基波相加的方法的图。

图10是表示一般的3相调制中的U相、V相、W相的电压波形的图。

图11是表示作为2相调制方式的固定相60度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形的图。

图12是表示作为2相调制方式的上固定相120度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形的图。

图13是表示作为2相调制方式的下固定相120度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形的图。

图14是表示本发明的第3实施方式的马达控制装置的内部结构、以及该直流马达控制装置、电源、3相交流同步电动机及负荷之间的关联的图。

图15是表示本发明的第4实施方式的空调机的结构的图。

附图标记说明

11、108：马达控制装置；12：直流电源；13：马达、3相马达、3相交流同步电动机；14：负荷、风扇；15：逆变器、电力变换电路；16：直流母线电流检测电路；17、18、20：控制装置；21：矢量控制部；22：高次分量生成部；23：电压相加部；24：PWM脉冲生成部；25：指令电流生成部；26：电流相加部；27：电压指令运算部；28：高次分量校正部；29：调制方式选择部；51：电力变换主电路；52：栅极驱动器；100：空调机；101：室外机；102：室内机；103：配管；104：压缩机；105：热交换器（室外的热交换器）；106：室外风扇；107：室外风扇马达；109：热交换器（室内的热交换器）；110：送风机。

具体实施方式

本实施例的马达控制装置，具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的所述马达施加的电压；高次分量生成部，运算所述矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；电压相加部，对所述矢量控制部运算出的施加电压相加所述高次分量生成部运算出的高次分量；以及PWM脉冲生成部，根据该电压相加部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，其中，针对通过所述马达与该负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比（所述共振声音的共振频率周波/马达频率）所表示的次数的高次分量，所述电压相加部将所述高次分量相加到施加电压。

另外，本实施例的马达控制装置，具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；指令电流运算部，运算流过所述马达的电流；高次分量生成部，运算作为所述指令电流运算部的输出的指令电流的基波的高次分量；电流相加部，对所述指令电流相加所述高次分量生成部运算出的所述高次分量；矢量控制部，根据所述电流相加部的输出运算施加到所述马达的电压；以及PWM脉冲生成部，根据所述矢量控制部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，其中，针对通过所述马达与该负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比（所述共振声音的共振频率周波/马达频率）表示的次数的高次分量，所述电流相加部将所述高次分量相加到指令电流。

另外，本实施例的马达控制装置，具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的所述马达施加的电压；高次分量生成部，运算所述矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；PWM脉冲生成部，具有包含固定2相调制方式的多个调制方式，根据所述电压相加部的信号来对所述逆变器进行脉宽控制；以及电压相加部，具有与多个调制方式相对应而校正所述高次分量的高次分量校正部，向所述矢量控制部运算出的施加电压相加所述高次分量校正部运算出的高次分量，其中，针对通过所述马达与该负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比（所述共振声音的共振频率周波/马达频率）表示的次数的高次分量，由所述电压相加部将所述高次分量进行校正了的所述高次分量相加到施加电压。

另外，本实施例的马达控制装置，具备：逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；指令电流运算部，运算流过所述马达的电流；高次分量生成部，运算作为所述指令电流运算部的输出的指令电流的基波的高次分量；电流相加部，具有与多个调制方式相对应而校正所述高次分量的高次分量校正部，向所述指令电流相加所述高次分量校正部校正了的所述高次分量；矢量控制部，根据所述电流相加部的输出运算施加到所述3相马达的电压；以及PWM脉冲生成部，具有包含固定2相调制方式的多个调制方式，根据所述矢量控制部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，其中，针对通过所述马达与该负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比（所述共振声音的共振频率周波/马达频率）所表示的次数的高次分量，根据调制方式，由所述电流相加部将所述高次分量校正部校正了的所述高次分量相加到所述指令电流。

下面参照附图说明用于实施本申请的发明的方式（下面称为“实施方式”）。参照图1～图3说明本发明的第1实施方式的马达控制装置。图1是表示本发明的第1实施方式的马达控制装置11的内部结构、以及该马达控制装置11、直流电源12、3相交流同步电动机（适当简称为“马达”或者“3相马达”）13及负荷（风扇）14之间的关联的图。

在图1中，马达控制装置11构成为具备作为DC-AC电力变换器的逆变器15和控制逆变器15的控制装置17。

另外，控制装置17具备PWM（Pulse Width Modulation：脉宽调制）脉冲生成部24、矢量控制部21、高次分量生成部22以及电压相加部23而构成。

第1实施方式的马达控制装置11的特征在于，控制装置17具备高次分量生成部22，在控制装置17对逆变器15进行PWM控制时，从高次分量生成部22向电压相加部23相加电压的高次分量。通过该方法，消除马达13与作为负荷的风扇14的共振引起的噪音。

在详细说明以消除该共振引起的噪音的方法为特征的第1实施方式的马达控制装置11之前，先说明马达与风扇的共振引起的噪音，之后再详细地说明图1的第1实施方式的马达控制装置11。

说明由马达13（图1）来驱动风扇14（图1）时风扇3所产生的噪音。

图4是表示风扇14的噪音对转速的特性的一个例子的图。此外，在后面对图2、图3进行说明。

在图4中，横轴是转速[min^-1]，纵轴是声音频率，颜色的浓度表示噪音[dB]。此外，转速[min^-1]是转速/分钟。另外，与rpm（rotationper minute：每分钟转速）相当。另外，以下例如将520转速/分钟如520min^-1那样简化表述。数据是以每10min^-1分派转速而获取数据的。颜色浓的位置出现在声音频率为280Hz、310Hz附近，但是可知有声音大的转速和小的转速。这里声音大的转速在780min^-1、520min^-1、390min^-1、270min^-1、130min^-1附近。这是因为与高旋转相比低旋转时风扇所产生的声音的合计小，因此即使310Hz的频率的噪音的绝对值小，也有听感变差这样的特征。

如果将转速780min^-1设为基准，则马达是3相交流同步电动机，因此如果马达的极数为8极，则马达的电频率是52Hz[780/{60×（2/8）}]。可知以该52Hz为基本频率而由6次分量的312Hz附近的加振转矩而产生了声音。如果展开这种想法，则520、390、310、260、190、160、130、110min^-1依次成为9次、12次、15次、18次、24次、30次、36次、42次。曲线中将各个次数的频率与风扇转速的关系以虚直线来表示，该直线与声音的共振频率（曲线中的实线）交叉的点表示产生共振声音的转速和此时的频率。

因而，为了消除风扇14与马达（马达的转子）13的共振声音，采取对这些高次分量的对策。

（马达控制装置的结构：其二）

再次详细地说明图1的本发明的第1实施方式的马达控制装置11的结构。

如上所述，图1是表示本发明的第1实施方式的马达控制装置11的结构、以及直流电源12、马达13及风扇（负荷）14之间的关联的图。

在图1中，马达控制装置11从直流电源12接受直流电力并变换为3相交流电力。另外，马达（3相交流同步电动机）13被从马达控制装置11提供3相交流电力，从而被驱动控制而旋转，由此使风扇14进行旋转驱动。

接着，详细说明马达控制装置11。

在图1中，如上所述地马达控制装置11构成为具备将直流电力变换为可变电压可变频率的3相交流电力的逆变器15（电力变换器）和控制逆变器15的控制装置17。另外，直流母线电流检测电路16设置在逆变器15的直流电源中。

另外，逆变器15构成为具备由与IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管）等的半导体开关元件反向并联连接的二极管元件构成的电力变换主电路51、以及根据来自后述的PWM脉冲生成部24的PWM脉冲信号17A来产生向电力变换主电路51的IGBT（Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn）的栅极信号的栅极驱动器52。

IGBT串联连接而构成一个相的IGBT（Sup、Sun）连接在直流电源12之间，各自的上臂（Sup）与下臂（Sup）的连接点成为U相的交流输出端子。

同样地串联连接而构成一个相的IGBT（Svp、Svn）连接在直流电源12之间，各自的上臂（Svp）与下臂（Svn）的连接点成为V相的交流输出端子。

另外，串联连接而构成一个相的IGBT（Swp、Swn）连接在直流电源12之间，各自的上臂（Swp）与下臂（Swn）的连接点成为W相的交流输出端子。

控制装置17经由栅极驱动器52对以上的IGBT（Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn）恰当地进行控制，由此直流电源12的直流电力从所述的U相、V相、W相的交流输出端子输出可变电压可变频率的3相交流电力。

另外，控制装置17构成为具备PWM脉冲生成部24、矢量控制部21、高次分量生成部22以及电压相加部23。

矢量控制部21以由直流母线电流检测电路16检测出的直流母线电流信息（适当表述为“相电流的信息”）16A为基础计算出向永久磁铁同步马达13的基波施加电压指令21B和永久磁铁同步马达13的马达转速/相位信息21A。

另外，高次分量生成部22以马达转速/相位信息21A为基础向电压相加部23输出永久磁铁同步马达13的电压的高次分量22A。

另外，电压相加部23对基波施加电压指令21B相加电压的高次分量22A而输出施加电压指令23A。

另外，PWM脉冲生成部24以施加电压指令23A和内部具有的载波信号为基础向PWM脉冲信号17A进行变换。

此外，矢量控制部21的矢量控制例如能够通过使用““高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討（高速用永久磁铁同步马达的新矢量控制方式的探讨）”电学论D、Vol.129（2009）No.1pp.36-45”、““家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御（面向家电设备的无位置传感器永久磁铁同步马达的简单矢量控制）”电学论D、Vol.124（2004）No.11pp.1133-1140”所示的方式来实现。

直流母线电流检测电路16连接于直流电源12的负侧的直流母线，获取U相、V相、W相的脉动电流混载的相电流信息。获取到的相电流信息作为直流母线电流信息（相电流的信息）16A而向矢量控制部21输出。

此外，获取相电流信息的方法例如能够通过日本特开2004-48886号公开的方式等来实现。

在第1实施方式中，采取如下结构：为了降低噪音，通过下面所示的电压的高次分量生成部22和电压相加部23来施加高次分量。

下面，参照图2、图3说明生成电压的高次分量22A的高次分量生成部22、和将高次分量22A向基波施加电压指令21B相加的电压相加部23的动作。

在高次分量生成部22中，使用预先设定的后述的（数式2）、（数式4）中的G和φ的值而以马达转速/相位信息21A为基础生成高次分量，将高次分量22A向电压相加部23输出。

在电压相加部23中，将矢量控制部21输出的基波施加电压指令21B、和高次分量生成部22输出的电压的高次分量22A相加并向PWM脉冲生成部24进行输出。

作为具体的结构，有旋转坐标系中的相加、和固定坐标系中的相加。接着，按照顺序说明这些方法。

参照图2说明旋转坐标系中的相加的方式。

图2是表示在本发明的第1实施方式中通过电压相加部23使用旋转坐标系将高次分量生成部22的高次分量（电压的高次分量22A）向矢量控制部21的基波（基波施加电压指令21B）相加的方法的图。

在图2中，矢量控制部21根据相电流的信息16A以马达转子的磁铁磁通方向（d轴）为基准，在作为基于该d轴和直角方向（q轴）的旋转坐标系的dq坐标轴上输出基波施加电压指令21B（Vd^*、Vq^*）、和马达转速/相位信息21A。此外，Vd^*是关于d轴、Vq^*是关于q轴的基波施加电压指令21B（图1）。

高次分量生成部22根据来自矢量控制部21的马达转速/相位信息21A来生成dq坐标轴上的高次分量22A-d（d轴）、22A-q（q轴）。此外，高次分量22A-d、22A-q在图1中与高次分量22A相当。

电压相加部23在d轴将基波施加电压指令（Vd^*）和高次分量22A-d相加而输出d轴的施加电压指令23A-d。

另外，电压相加部23在q轴将基波施加电压指令（Vq^*）和高次分量22A-q相加而输出q轴的施加电压指令23A-q。

此外，施加电压指令23A-d、23A-q通过没有图示的变换部变换为U相、V相、W相的分量并输入到PWM脉冲生成部24（图1）。

另外，参照图3说明固定坐标系中的相加的方式。

图3是表示在本发明的第1实施方式中通过电压相加部23使用固定坐标系将高次分量生成部22的高次分量（电压的高次分量22A）向矢量控制部21的基波（基波施加电压指令21B）相加的方法的图。

在图3中，矢量控制部21根据相电流的信息16A来输出固定坐标系的三相交流的基波施加电压指令21B（Vu^*、Vv^*、Vw^*）、和马达转速/相位信息21A。

高次分量生成部22根据来自矢量控制部21的马达转速/相位信息21A来生成各相的高次分量22A-U、22A-V、22A-W。

电压相加部23针对各相（U、V、W）的每一个相加固定坐标系的三相交流的基波施加电压指令21B（Vu^*、Vv^*、Vw^*）和高次分量22A-U、22A-V、22A-W，分别输出施加电压指令23A-U、23A-V、23A-W。

接着，说明马达转速的n倍下产生的风扇14与转子（马达13的转子）的共振声音的降低方法。

风扇14与转子（13）的共振以旋转方向的振动为起因，马达的各相的电压或者电流和坐标轴不同。风扇与转子的共振与通过马达的每120度（2π/3）相位不同的3相的合成产生的旋转磁场的坐标轴的分量有关系。因而，不是3相马达（马达）的各相的电压，而是采取变换为旋转坐标系的dq坐标系来降低共振声音的对策是妥当的。

一般，在矢量控制中，如（数式1）那样提供dq坐标下的电压指令。

[数式1]

$\left[\begin{array}{c}{V}_d^{*}\\ V_q^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}r\·I_d^{*}-{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·L_q\·I_q^{*}\\ r\·I_q^{*}+{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·L_d\·I_d^{*}+{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·K_E\end{array}\right]$

这里，r为马达相电阻、ω₁ ^*为指令角速度、L_d、L_q为d轴和q轴的电感、I_d ^*、I_q ^*为d轴和q轴的指令电流、K_E为感应电压常数。

与此相对，如（数式2）那样运算高次分量，如（数式3）那样相加而设为新的电压指令V_d ^**、V_q ^**。

[数式2]

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dn}}^{*}\\ V_{\mathrm{qn}}^{*}\end{array}\right]={\mathrm{\ω}}_1^{*}\·K_E\left[\begin{array}{c}-G_n\sin (n{\mathrm{\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\\ -G_n\cos (n{\mathrm{\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\end{array}\right]$

[数式3]

$\left[\begin{array}{c}{V}_d^{**}\\ V_q^{**}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_d^{*}\\ V_q^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dn}}^{*}\\ V_{\mathrm{qn}}^{*}\end{array}\right]$

这里V_dn ^*、V_qn ^*为d轴和q轴的电压高次分量、G_n为n次高次分量的振幅系数、n为高次次数、θ_d为d轴相位、φ_n为n次高次分量的初始相位。

本发明人通过实验确认了通过（数式2）最优地选择G_n和φ_n而降低马达频率的n倍的声音的情况。通过施加n次分量电压能够抑制成为声音的产生源的转矩变动，降低声音。

如图3所示，在固定坐标系中施加电压的情况下的高次分量的算式成为（数式4）。

[数式4]

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Un}}^{*}\\ V_{\mathrm{Vn}}^{*}\\ V_{\mathrm{Wn}}^{*}\end{array}\right]={\mathrm{\ω}}_1^{*}\·K_E\left[\begin{array}{c}-G_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\\ -G_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -G_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

这里V_Un ^*、V_Vn ^*、V_Wn ^*为U、V、W相的n次电压高次分量。

另外，（数式2）以针对电压的振幅的比率G_n和针对电压分量的相位差φ_n来表现，但是通过变更G_n和φ_n能够自由地施加高次分量。

接着示出130min^-1时的噪音的降低例子。在不施加高次电压的情况下，在312Hz产生了35dB的噪音。图5中表示如下：将横轴设为36次的初始相位φ₃₆、将纵轴设为噪音变化值，作为36次的高次分量的振幅系数G₃₆=0.5%使φ₃₆从－180[deg]变化到180[deg]的情况下的噪音变化值和φ₃₆=－134[deg]时改变了G₃₆的情况下的噪音变化值。这样，通过设为φ₃₆=－134deg、G₃₆=0.4%，能够将噪音降低19dB。

说明施加高次分量的情况下的最初（启动）和最后（结束）时施加的方法。

在高次分量生成部22中，在成为了施加高次分量的转速时将高次分量的振幅值从0逐渐增加到规定的振幅（软启动）。例如，在施加6次分量（数式2）中，与逐渐地增加G₆（针对电压基波振幅的比例）的系数相当。

另外，当从施加高次分量的状态成为不施加高次分量的转速时将高次分量的振幅值从规定的振幅逐渐减小到0（软结束）。

通过采用施加该高次分量时的软启动、软结束，没有开始施加高次分量时和结束时的冲击，成为稳定的控制。

使用图6说明将多个高次分量进行组合的情况。图6的纵轴设为各次数的振幅的系数的大小、横轴设为风扇转速。如果按照风扇转速如图6那样实施各次数的振幅的系数，则对某个共振声音能够在全部转速下降低声音。另外，在图6的例子中，某个次数在某个转速附近出现的情况下，虽然在其它转速下不出现，但是在有多个共振点的情况下，即使是相同次数下也能够以多个转速进行设定。

本发明人确认了如下情况：关于高次分量的振幅的恰当值，以1次分量的振幅（Vd与Vq的平方和的平方根）为基准的情况下为5%以下，当大到其以上时导致声音变大。

根据图1所示的第1实施方式，将n次的高次分量以规定的相位、振幅进行施加，由此能够降低马达频率的n倍的频率的风扇与转子的共振声音。

使用图7～图9来说明第2实施方式。到此为止说明了能够通过施加电压的高次分量来降低声音的情况，但是施加电流的高次分量也能够实现。

图7是表示本发明的第2实施方式的马达控制装置11的内部结构、和该马达控制装置11、直流电源12、3相交流同步电动机（适当略为“马达”或者“3相马达”）13以及负荷（风扇）14之间的关联的图。

在图7中，马达控制装置11的控制装置18的结构具有作为第2实施方式的特征。

此外，直流电源12、马达13、风扇14、逆变器15、直流母线电流检测电路16与图1的第1实施方式相同，因此省略重复的说明。

控制装置18具备矢量控制部21、高次分量生成部22、以及PWM脉冲生成部24，矢量控制部21具备电流指令生成部25、电流相加部26以及电压指令运算部而构成。

电流指令生成部25从直流母线电流检测电路16获取相电流的信息16A，运算马达转速/相位信息25A并输出给高次分量生成部22。另外，指令电流生成部25还将基波电流指令25B输出给电流相加部26。

高次分量生成部22以马达转速/相位信息25A为基础将永久磁铁同步马达13的电流的高次分量22A向电流相加部26进行输出。

电流相加部26对基波施加电流指令25B相加电流的高次分量22A并输出电流指令26A。

电压指令运算部27以电流指令26A为基础来运算电压指令27A并输出给PWM脉冲生成部24。

除此之外，省略与1实施方式相同结构的说明。

在第2实施方式中，为了降低噪音而采取如下结构：通过下面所示的电流的高次分量生成部22和电流相加部26来施加高次分量。

下面，参照图8、图9说明生成电流的高次分量22A的高次分量生成部22、和将高次分量22A向基波电流指令25B相加的电流相加部26的动作。

在高次分量生成部22中，使用预先设定的后述的（数式5）、（数式6）中的G和φ的值，以马达转速/相位信息21A为基础来生成高次分量，将高次分量22A向电压相加部23输出。

在电压相加部23中，将矢量控制部21输出的基波施加电压指令21B、与高次分量生成部22输出的电压的高次分量22A，并相加并向PWM脉冲生成部24输出。

作为具体结构，有旋转坐标系中的相加、和固定坐标系中的相加。接着，按顺序说明这些方法。

参照图8说明旋转坐标系中的相加方式。

图8是表示在本发明的第2实施方式中通过电流相加部26使用旋转坐标系将高次分量生成部22的高次分量（电流的高次分量22A）向电流指令生成部25的基波（基波电流指令25B）相加的方法的图。

在图8中，电流指令生成部25根据相电流的信息16A，以马达转子的磁铁磁通方向（d轴）为基准，在作为基于该d轴和直角方向（q轴）的旋转坐标系的dq坐标轴上，输出基波电流指令25B（Id^*、Iq^*）和马达转速/相位信息25A。此外，Id^*是与d轴、Iq^*是与q轴有关的基波电流指令25B（图7）。

高次分量生成部22根据来自电流指令生成部25的马达转速/相位信息25A来生成dq坐标轴上的高次分量22A-d（d轴）、22A-q（q轴）。此外，高次分量22A-d、22A-q在图7中与高次分量22A相当。

电流相加部26在d轴将基波电流指令（Id^*）与高次分量22A-d相加并输出d轴的电流指令23A-d。

另外，电流相加部23在q轴将基波电流指令（Iq^*）与高次分量22A-q相加并输出q轴的施加电流指令23A-q。

此外，施加电流指令23A-d、23A-q通过未图示的变换部变换为U相、V相、W相的分量，并输入到PWM脉冲生成部24（图7）。

另外，参照图9说明固定坐标系中的相加方式。

图9是表示在本发明的第2实施方式中通过电流相加部26使用固定坐标系将高次分量生成部22的高次分量（电流的高次分量22A）向电流指令生成部25的基波（基波电流指令25B）相加的方法的图。

在图9中，电流指令生成部25根据相电流的信息16A来输出固定坐标系的三相交流的基波电流指令25B（Iu^*、Iv^*、Iw^*）、和马达转速/相位信息25A。

高次分量生成部22根据来自电流指令生成部25的马达转速/相位信息25A来生成各相的高次分量22A-U、22A-V、22A-W。

电流相加部26针对各相（U、V、W）相加固定坐标系的三相交流的基波施加电压指令25B（Iu^*、Iv^*、Iw^*）和高次分量22A-U、22A-V、22A-W，并分别输出施加电压指令23A-U、23A-V、23A-W。

接着，说明马达转速的n倍下产生的风扇14与转子（马达13的转子）的共振声音的降低方法。

基于风扇14与转子（13）的共振以旋转方向的振动为起因，马达的各相的电压或者电流和坐标轴不同。基于风扇与转子的共振与根据马达的每120度（2π/3）而相位不同的3相的合成而产生的旋转磁场的坐标轴的分量有关。因而，采取不是用3相马达（马达）的各相的电压而是变换为旋转坐标系的dq坐标系来降低共振声音的对策是妥当的。

一般，在矢量控制中dq坐标的电压指令如（数式1）那样地提供。

对于共振声音的降低，能够通过以（数式5）定义电流的高次分量并相加到（数式1）的dq轴的I_d ^*、I_q ^*来实现。

[数式5]

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dn}}^{*}\\ I_{\mathrm{dn}}^{*}\end{array}\right]=I_M\left[\begin{array}{c}{G}_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\\ G_n\cos ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\end{array}\right]$

另外，也可以以Iu^*、Iv^*、Iw^*进行相加。这种情况下的高次电流如（数式6）所示。

[数式6]

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Un}}^{*}\\ I_{\mathrm{Vn}}^{*}\\ I_{\mathrm{Wn}}^{*}\end{array}\right]=I_M\left[\begin{array}{c}{G}_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n)\\ G_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ G_n\sin ({\mathrm{n\θ}}_d+{\mathrm{\φ}}_n+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

根据图7所示的第1实施方式，通过以规定的相位、振幅施加n次的高次分量，能够降低马达频率的n倍的频率的风扇与转子的共振声音。

参照图10～图14说明本发明的第3实施方式的马达控制装置。第3实施方式具备第1实施方式的高次分量生成部22以及电压相加部23、以及切换后述的3相交流马达的PWM控制的调制方式的控制这两者。

已知一般为了高效率化、降低声音、降低电噪声而切换调制方式。

此外，包含后述的固定相60度切换方式、和固定相120度切换方式，将在规定的电角度，固定1相的电位而调制其它的2相的方式称为固定2相调制。

首先，先说明作为马达控制装置的控制方法的固定相60度切换方式、和固定相120度切换方式。并且，之后说明该控制方式对声音的影响，说明与高次电压施加控制进行组合的控制。

这里说明马达控制装置中的PWM控制的调制方式。

一般的3相交流马达的PWM控制是3相调制（3相调制方式），但是有如下方法：在3相交流马达为Y接线的情况下，利用相电压与相间电压不同而以2相调制（2相调制方式）进行。

即，该方法如下：利用马达电流不是由相电压而是由相间电压决定的情况，确保相间电压，且将各相电压针对每个规定期间始终接通逆变器的开关元件，由此针对每1相以电角度π/3（60度、60°）依次固定为高位电源电平或者低位电源电平来降低逆变器的开关损耗。

此外，在该方法中，如上所述地在规定的区间内1相被电位地固定，只有其它的2相被调制（PWM控制）。并且，该被电位地固定的相按顺序重复。因而，不论在哪个时间被调制的都只有2相，因此称为2相调制。

下面，将所述的2相调制方式称为固定相60度切换方式。

接着，图11示于固定相60度切换方式的电压波形（电压指令），说明该方式。

图11是表示作为2相调制方式的固定相60度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形（电压指令）的图。

另外，图10是作为参考而示出一般的3相调制方式中的U相、V相、W相的电压波形（电压指令）的图。

在图11和图10中，横轴表示电角度的角度[°]，纵轴表示各电角度的电压对最大电压之比、即占空比[%]。

在图11中，W相在电角度为0度（与[°]相当）～60度中固定为占空比0%的下限的电压。

在作为该W相为占空比0%的电压区间的0度～60度中，U相和V相形成为如下电压波形：将与W相的电压差、相位保持与图10所示的3相调制方式的情况相同的关系。即，在0度～60度中，W相为占空比0%，因此U相和V层位比原来的电压值略降低的值。

另外，在60度～120度中，U相固定为占空比100%的上限的电压。在该区间中，V相和W相形成如下电压波形，即与U相的电压差、相位保持与图10所示的3相调制的情况相同的关系，因此成为比原来的电压值略升高的值。此外，在U相一下子成为占空比100%的60度，V相和W相电压急剧上升。

另外，在120度～180度中，V相固定为占空比0%的下限的电压。在该区间中，W相和U相形成如下电压波形：与V相的电压差、相位保持与图10所示的3相调制方式的情况相同的关系，因此成为比原来的电压值略降低的值。此外，在V相一下子成为占空比0%的120度，W相和U相的电压急剧下降。

重复进行控制使得成为如以上那样的U相、V相、W相的动作波形。

如图11所示，U相、V相、W相的相间电压是与正弦波不同的波形，但是U相-V相的线间电压、V相-W相的线间电压、W相-U相的线间电压分别成为正弦波形，因此由3相的线间电压进行驱动的马达13（图14）、以及风扇14（图14）进行动作使得与图10所示的3相调制方式的情况相同。

然而，W相在0度～60度、U相在60度～120度、W相在120度～180度分别为固定，因此能够降低逆变器15的PWM控制的动作次数。因而，对逆变器15的低功耗化有效果。

此外，在0度～360度、以及它重复的全部区间中，固定了U相、V相、W相中的某一相，调制的是剩余的2相。因而，如上所述地是2相调制。

另外，在“半導体電力変換回路（半导体电力变换电路）”1987年3月社团法人电气学会发行的第110、111、125页等中公开了与以上相同或者类似的技术。

接着，说明每1相的固定区间比所述的固定相60度切换方式长的、固定相120度切换方式。

此外，在固定相120度切换方式中有将固定相固定为直流电压的高电位的上固定相120度切换方式、和将固定相固定为直流电压的低电位的下固定相120度切换方式这两种。接着，按顺序说明上固定相120度切换方式和下固定相120度切换方式。

图12是表示作为2相调制方式的上固定相120度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形（电压指令）的图。此外，横轴表示电角度的角度[°]，纵轴表示电压的占空比[%]。

在图12中，U相在30度（与[°]相当）～150度固定为占空比100%的上限的电压。

另外，W相在150度～270度固定为占空比100%的上限的电压。

另外，V相在270度～（390）度固定为占空比100%的上限的电压。

如以上那样，U相、V相、W相都分别针对每1相在电角度2π/3（120度）之间固定为高位电源电平。

另外，U相、V相、W相的各自的1相被固定的区间控制为形成如下电压波形：其它相与所述相的电压差、相位保持与图10所示的3相调制方式的情况相同的关系。

因而，能够将U相、V相、W相设为Y接线而以各自的线间电压来驱动3相交流马达。

图13是表示作为2相调制方式的下固定相120度切换方式中的U相、V相、W相的电压波形（电压指令）的图。此外，横轴表示电角度的角度[°]，纵轴表示电压的占空比[%]。

在图13中，V相在90度（与[°]相当）～210度固定为占空比0%的下限的电压。

另外，U相在210度～330度固定为占空比0%的下限的电压。

另外，W相在330度～（450）度，另外在（-30）度～90度固定为占空比0%的下限的电压。

如以上那样，U相、V相、W相都分别针对每1相在电角度2π/3（120度）之间固定为低电位电源电平。

另外，U相、V相、W相的各自1相被固定的区间成为如下电压波形：其它相与所述相的电压差、相位保持与图10所示的3相调制方式的情况相同的关系。

因而，能够将U相、V相、W相设为Y接线，以各自的线间电压来驱动3相马达。

如以上那样，上固定相120度切换方式以及下固定相120度切换方式都针对每1相以电角度2π/3（120度、120°）依次固定为高位电源电平或者低位电源电平，因此能够降低逆变器的开关损耗。

此外，当相电压的振幅变得比规定的电压值低时产生图12、图13所示的控制不恰当的状况的情况下，还有停止2相调制方式而通过3相调制方式来向马达施加3相电压的方法。

另外，在专利文献2中公开了与以上相同或者类似的技术。

电压变动由于调制方式的变更而变化。例如在2相调制方式的固定相60°切换方式中电压的不连续点在1次旋转中出现6次，因此对6的倍数次有影响。例如在设为下固定相120°切换方式的情况下不连续点在图13中出现90、210、330°这3次，因此对3的倍数次有影响。这些说明与调制方式的变更不会影响到线间电压的上述说明好像是矛盾，但是调制方式的误差是相对施加电压1次振幅为几%以下的误差，因此几乎不可能测量，导致对声音有影响。

因而在调制方式改变的情况下，通过对相位φn和振幅Gn相加校正值，即使调制方式改变也能够获得相同的声音降低效果。

接着，说明在调制方式切换控制中降低声音的马达控制装置的结构。

图14是表示本发明的第3实施方式的马达控制装置11的内部结构、和该马达控制装置11、直流电源12、马达（3相马达）13以及风扇14之间的关联的图。

在图14中，马达控制装置11的控制装置20的结构具有作为第3实施方式的特征。

此外，关于直流电源12、马达13、风扇14、逆变器15、直流母线电流检测电路16与图1的第1实施方式相同，因此省略重复的说明。

控制装置20构成为具备矢量控制部21、PWM脉冲生成部24、高次分量生成部22、电压相加部23、高次分量校正部28、以及调制方式选择部29。

矢量控制部21从直流母线电流检测电路16获取相电流的信息16A，运算马达转速/相位信息21A并输出给高次分量生成部22和调制方式选择部29。另外，矢量控制部21还向电压相加部23输出基波施加电压指令21B。

高次分量生成部22根据马达转速/相位信息21A来生成高次分量22A，并输出给高次电压校正部28。

调制方式选择部29根据马达转速/相位信息21A来选择2相调制方式的固定相60度（或者120度）切换方式、还是3相调制方式，将调制方式选择信号25A输出给PWM脉冲生成部24和高次分量校正部28。

高次电压校正部28根据调制方式信息25A和高次分量22A校正高次分量并作为校正后高次分量26A而输出给电压相加部23。

电压相加部23将基波施加电压指令21B与高次分量22A相加而输出施加电压指令23A。PWM脉冲生成部24根据施加电压指令23A和调制方式选择信号25A来生成PWM脉冲信息20A。

通过以上的结构，在2相调制方式的固定相60度切换方式、固定相120度切换方式中，通过施加电压高次分量来降低风扇与转子的共振声音。

因而，第3实施方式具有由调制方式的变更带来的高效率化、声音的降低、电噪声的降低的效果，并且还具有降低风扇与转子的共振声音的效果。

以上第3实施方式说明了相加电压高次分量的情况，但是在相加电流高次分量的方式中也能够期待与相加电压高次分量的方式同样的效果。

说明本发明的第4实施方式的马达控制装置。第4实施方式具备第2实施方式的高次分量生成部22以及电流相加部26、第3实施方式的高次分量校正部28和调制方式选择部29。实施方法是将第3实施方式的高次电压置换为高次电流。

接着，说明第5实施方式。在本实施方式中，将第1实施方式～第3实施方式中说明过的马达控制装置11应用于空调机100的室外机101的风扇的马达控制装置108。

图15是表示本发明的第5实施方式的空调机100的结构例的图。在图15中，空调机100构成为具备与户外空气进行热交换的室外机101、与室内进行热交换的室内机102、以及将两者连接起来的配管103。

室外机101构成为具备压缩制冷剂的压缩机104、与户外空气进行热交换的热交换机105、向该热交换机105送风的室外风扇106、使该室外风扇106进行旋转的室外风扇马达107、以及驱动该室外风扇马达107的马达控制装置108。此外，在马达控制装置108中应用所述的第1实施方式～第4实施方式的马达控制装置11，室外风扇马达107与3相马达13相当，室外风扇106与负荷14相当。

另外，室内机102构成为具备与室内进行热交换的热交换机109、以及向室内送风的送风机110。

在第5实施方式中，如上所述地将第1实施方式～第4实施方式的马达控制装置11应用于空调机100。即，在控制逆变器15的控制装置（17、18、20）中，通过施加高次分量或选择调制方式来降低马达转速的高次频率的风扇14与转子（马达13）的共振声音。

根据第4实施方式，不使用室外风扇马达107的转子部的防振橡胶、风扇部的防振橡胶也能降低声音，因此能够廉价地制作安静的空调机100。

以上参照附图详述了本发明的实施方式，但是本发明不限于这些实施方式及其变形，也可以在不超出本发明精神的范围内进行设计变更等，下面举出其例子。

所述的本实施方式的各结构、功能、处理部、处理单元等也可以将它们的一部分或者全部通过例如以集成电路进行设计等而由硬件实现。另外，也可以通过能够程序变更的软件来实现。另外，也可以将硬件和软件进行混装。

另外，控制线、信息线表示说明上认为需要的，产品上不一定必须示出全部的控制线、信息线。也可以认为实际上几乎全部的结构被相互连接。

能够将一个实施方式的结构的一部分替换为其它实施方式的结构，另外也能够在一个实施方式的结构中加入其它实施方式的结构。另外，能够对各实施方式的结构的一部分进行其它结构的追加/删除/替换。

另外，为了明确地进行说明，主要说明了作为负荷而驱动风扇的情况，但是本发明对以结构性的共振频率为起因的声音的降低有效，作为负荷不限于风扇。

基于直流母线电流检测电路16的相电流信息的获取能够使用日本特开2004-48886号所公开的方式等一般的方式，并非限定检测方式。

矢量控制部21能够使用所述的“高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討（高速用永久磁铁同步马达的新矢量控制方式的探讨）”电学论D、Vol.129（2009）No.1pp.36-45”、““家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御（面向家电设备的无位置传感器永久磁铁同步马达的简单矢量控制）”电学论D、Vol.124（2004）No.11pp.1133-1140”中提出的方式等一般的矢量控制来实现，并非限定控制方式。

另外，作为电力变换主电路51的开关元件而使用了IGBT，但是既可以使用其它的半导体元件的开关元件，例如也可以是MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管）。另外，作为元件的组成，也可以是使用了SiC（Silicon Carbide，碳化硅）、GaN（Gallium Nitride，氮化镓）的半导体元件。

说明了对高次分量的施加公式中的G（针对电压基波振幅的高次波振幅的比例）和φ（基波分量与高次分量的相位差）使用当初设定的值的情况，但是还有如下方法：以直流母线电流检测电路16的信息基础，在矢量控制部21中根据状况适当变更G和φ来进行最优的控制。

图1中的栅极驱动器52的主要功能是提高PWM脉冲生成部24的信号的驱动能力，因此如果PWM脉冲生成部24的输出部有充分的驱动能力、或者栅极驱动器52的功能内置于PWM脉冲生成部24，则逆变器15也可以不具备栅极驱动器52。

Claims (8)

1.一种马达控制装置，其特征在于，具备：

逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；

矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的所述马达施加的电压；

高次分量生成部，运算所述矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；

电压相加部，向所述矢量控制部运算出的施加电压相加所述高次分量生成部运算出的高次分量；以及

PWM脉冲生成部，根据该电压相加部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，

针对由所述马达与其负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，所述电压相加部将所述高次分量相加到施加电压。

2.一种马达控制装置，其特征在于，具备：

逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；

指令电流运算部，运算流过所述马达的电流；

高次分量生成部，运算作为所述指令电流运算部的输出的指令电流的基波的高次分量；

电流相加部，向所述指令电流相加所述高次分量生成部运算出的所述高次分量；

矢量控制部，根据所述电流相加部的输出运算施加到所述马达的电压；以及

PWM脉冲生成部，根据所述矢量控制部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，

针对由所述马达与其负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，所述电流相加部将所述高次分量相加到指令电流。

3.一种马达控制装置，其特征在于，具备：

逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；

矢量控制部，运算向对负荷进行旋转驱动的所述马达施加的电压；

高次分量生成部，运算所述矢量控制部的施加电压的基波的高次分量；

PWM脉冲生成部，具有包含固定2相调制方式的多个调制方式，根据所述电压相加部的信号对所述逆变器进行脉宽控制；

高次分量校正部，与多个调制方式相对应而校正所述高次分量；以及

电压相加部，向所述矢量控制部运算出的施加电压相加所述高次分量校正部运算出的高次分量，

针对由所述马达与其负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，所述电压相加部将对所述高次分量进行了校正的所述高次分量相加到施加电压。

4.一种马达控制装置，其特征在于，具备：

逆变器，连接于直流电源，将该直流电源的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力，对马达进行驱动控制；

指令电流运算部，运算流过所述马达的电流；

高次分量生成部，运算作为所述指令电流运算部的输出的指令电流的基波的高次分量；

高次分量校正部，与多个调制方式相对应而校正所述高次分量；

电流相加部，向所述指令电流相加所述高次分量校正部进行了校正的所述高次分量；

矢量控制部，根据所述电流相加部的输出运算施加到所述马达的电压；以及

PWM脉冲生成部，具有包含固定2相调制方式的多个调制方式，根据所述矢量控制部的信号对所述逆变器进行脉宽控制，

针对由所述马达与其负荷的共振所产生的共振声音，所述高次分量生成部运算以所述共振声音的共振频率与马达频率之比表示的次数的高次分量，

所述电流相加部按照调制方式将所述高次分量校正部进行了校正的所述高次分量相加到所述指令电流。

5.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述高次分量的振幅是所述基波的振幅的5%以下。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的马达控制装置，其特征在于，

所述高次分量是基波的3m次，其中m=1，2，3，…。

7.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述马达的负荷是风扇。

8.一种空调机，其特征在于，

装载了权利要求1所述的马达控制装置。