CN104009620A - 逆变器的控制型软开关技术 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种逆变器的控制型软开关技术，适用于小功率的传统全桥和半桥逆变拓扑，属于电力电子变换器领域。该软开关技术通过控制输出电感电流在一个周期内正负反向，营造开关器件的零电压开关环境。针对三种电感电流的调制模式，提出了一种控制电路简单、易于实现的数模混合控制电路和控制方法。本发明提出的逆变器的控制型软开关技术具有效率高、无源元件体积小、成本低等优点，特别适用于小功率应用场合。

Description

逆变器的控制型软开关技术

技术领域

本发明涉及电力电子变换器领域，具体来说是逆变器的软开关技术，尤其属于小功率逆变器的技术领域。

背景技术

为了追求更高的功率密度、更好的动态特性，变换器的工作频率不断提高。然而提高开关频率不仅会增加开关损耗而且还可能带来更严重的电磁兼容噪声。要更好解决这些问题，必须采用软开关技术。国内外学者提出了多种逆变器的软开关技术，这些技术大体可以分无源软开关技术和有源软开关技术两类。无源软开关技术只用无源器件实现开关器件的零电压或零电流开关，比较依赖于负载情况，如在轻载时无法实现ZVS或ZCS。有源软开关技术在全负载范围均能实现软开关条件，但是通常基于一些特定的拓扑，需要额外的辅助谐振单元、器件以及复杂的控制策略来实现，导致整个逆变器体积和成本的增加，控制复杂、可靠性降低。由于***成本和体积的限制，这些软开关技术不适合用于小功率、低成本的应用场合，如微型逆变器。针对成本和效率要求高的小功率应用场合，本发明提出一种适用于小功率逆变器的控制型软开关技术，这种软开关技术不需要任何额外的无源或有源辅助器件，在传统的逆变桥式拓扑上只需通过控制方式使得输出电感和开关器件上的结电容产生谐振，营造零电压开通条件，具有效率高、无源元件体积小、成本低等优点

发明内容

发明提出一种逆变器的控制型软开关技术，其内容包括本发明的控制型软开关技术的工作原理，电感电流的调制方式，以及实现该技术的控制电路和控制方法。为了叙述方便，以下结合附图1～附图7说明本发明的技术方案。

本发明的控制型软开关技术的工作原理为：基于附图1所示的是单相全桥逆变器，其中一桥臂高频工作，另一桥臂以工频切换工作，即第一开关管Q₁和第二开关管Q₂以高频开关动作，第三开关管Q₃和第四开关管Q₄以工频切换工作。为了使开关器件达到零电压开通的条件，必须控制电感电流在一个开关周期内反向，通过反向的电流给开关管的结电容充放电。其电感电流在一个开关周期内的波形如附图2所示。

基于上述的控制型软开关技术工作原理的电流调制方法为：在满足最小反向电流的情况下，电感电流可能存在如附图3所示的三种电流调制方式，第一种调制方式为零界连续模式(BCM，Boundary Conduction Mode)，反向电流为固定值Bo，(Bo>I_{min-minus-peak})，如附图3(a)所示。假设注入电网的峰值参考电流为i_ref，则电感上正负峰值的调制电流如式(1.1)、(1.2)表示。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{+\mathrm{peak}}=2i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\ωt}+B_o\\ i_{-\mathrm{peak}}=-B_o\end{array}\right.\mathrm{if}{i}_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\≥0---\left(1.1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{+\mathrm{peak}}=B_o\\ i_{-\mathrm{peak}}={2i}_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o\end{array}\right.\mathrm{if}{i}_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)<0---(1.2)$

第二种调制方法是固定滞环电流模式(CHCM，Constant Hysteresis Current Mode)，这种调制方法下，电流的正向和反向电流峰值都呈正弦变化，并且控制在一个固定的滞环带内，如附图3(b)所示。在这种调制方式下，正负峰值电流表达式可由式(2)表示

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{+\mathrm{peak}}=i_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+B_0\\ i_{-\mathrm{peak}}=i_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)-B_0\end{array}\right.---\left(2\right)$

第三种调制方式是变滞环宽度电流模式(VHCM，Variable Hysteresis Current Mode)，滞环宽是随着峰值电流的变化而变化，如附图3(c)所示。定义滞环宽变化系数γ(0<γ<1)，则正负峰值的电流可由式(3)表示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{+\mathrm{peak}}=(2-\mathrm{\&gamma;})i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o\\ i_{-\mathrm{peak}}={\mathrm{\&gamma;i}}_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}-B_o\end{array}\right.---\left(3\right)$

从式(3)可以看出，当γ＝0时，上述调制方式变为BCM。当γ＝1时调制方式则变为CHCM方式。值得注意的是：为了满足软开关条件，三种调制方式中的负向电流，i_-peak绝对值的最小值必须满足|i_-peak|>i_{min-min us-peak}。

依据正负峰值电流的大小，即可计算开通时间和关断时间以及开关频率的变化规律。不同的电流调制方式将会有不同的频率范围，得到三种电流调制方式下单相全桥逆变器的开关频率表达式如式(4)。

$\left\{\begin{array}{c}{f}_s=\frac{u_o{U}_{\mathrm{dc}}-u_o^2}{{2L}_s(i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o)U_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forBCM}\\ f_s=\frac{u_o{U}_{\mathrm{dc}}-u_o^2}{{2L}_s{B}_o{U}_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forCHCM}\\ f_s=\frac{u_o{U}_{\mathrm{dc}}-U_o^2}{{2L}_s[(1-\mathrm{\&gamma;})i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o)U_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forVHCM}\end{array}\right.---\left(4\right)$

若为如附图4所示的单相半桥逆变器，得到各电流调制方式下的开关频率表达式如式(5)：

$\left\{\begin{array}{c}{f}_s=\frac{{\left(\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\right)}^2-u_o^2}{{2L}_s(i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o)U_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forBCM}\\ f_s=\frac{{\left(\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\right)}^2-u_o^2}{{2L}_s{B}_o{U}_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forCHCM}\\ f_s=\frac{{\left(\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\right)}^2-U_o^2}{{2L}_s[(1-\mathrm{\&gamma;})i_{\mathrm{ref}}\sin \mathrm{\&omega;t}+B_o)U_{\mathrm{dc}}}\mathrm{forVHCM}\end{array}\right.---\left(5\right)$

基于上述逆变器的控制型软开关技术的工作原理和三种电感电流调制方式的控制电路，其结构包括：电网电压采样电路，电感电流采样电路，数字信号处理器DSP，第一比较器，第二比较器，DQ触发器，死区产生电路。其中电压采样电路的输出信号送入DSP，DSP给出Q₃和Q₄的驱动信号，同时产生两个正负电流的参考信号，I_+peak，I_-peak，I_+peak送入第一比较器的反相输入端，I_-peak送入第二比较器的同相输入端，电感电流采样电路的输出同时送入到第一比较器的同相输入端和第二比较器的反相输入端，第一比较器的输出送入DQ触发器的复位脚，第二比较器的输出送给DQ触发器的CLK脚，DQ触发器的两个输出送入死区电路，产生Q₁和Q₂的驱动信号。

基于上述软开关技术实现电路的控制方法为：电网电压采样电路输出送入到DSP中，DSP根据电网电压U_g的正负极性给低频管Q₃和Q₄驱动信号，若U_g大于0，Q₄驱动信号为高，Q₃驱动信号为低，若U_g小于0，则Q₄驱动信号为低，Q₃驱动信号为高，Q₃和Q₄的驱动信号是以工频切换的；同时DSP通过计算产生两个正负电流的参考信号，I_+peak，I_-peak，这两个正负电流参考信号是由电流调制方式决定的，分别送入第一比较器和第二比较器与采样电感电流进行比较，第一比较器负责正峰值电流比较，而第二比较器负责负电流峰值比较，当采样电感电流小于I_-peak，第二比较器输出的高电平信号使得DQ触发器输出Q为高电平，从而开通开关管Q₁，关断开关管Q₂，当采样电感电流大于I_+peak，第一比较器输出的高电平将给DQ触发器复位，使得输出Q为负，从而开通开关管Q2，关断开关管Q₁，Q₁和Q₂的驱动信号互补，之间应存在死区，死区不仅能防止桥臂直通，也保证开关管上寄生电容电压能够谐振至零，因此将DQ触发器的输出送入死区电路，死区发生电路的输出即Q₁和Q₂的驱动信号。

本发明提出的新型控制型软开关技术，有如下几个优点：

(1)不需在传统的逆变器的主电路作改动，只需改变控制电路即可实现软开关；

(2)在不降低效率的前提下，提高开关频率，减少电感和电容值的大小；

(3)控制逻辑简单和电路实现简洁。

这种控制型软开关技术同样可以应用到三相半桥拓扑的逆变器。这种低成本、高效率控制型软开关技术，非常适合适用于小功率的应用场合，如注重成本和效率的微逆变器。

附图说明

图1为单相全桥结构逆变器主电路图。

图2为单相全桥结构逆变器中电感Ls的电流波形。

图3为三种电流调制方式下的电感Ls的电流波形。

图4为半桥结构逆变器主电路图。

图5为本发明实施例涉及的单相全桥结构逆变器及其控制电路原理图，图中标号名称：10-单相全桥结构逆变器的主电路；20-单相全桥结构逆变器的控制电路；201为电网电压采样电路；202为电感电流采样电路；203为数字信号处理器；204、205为分别为第一比较器和第二比较器；206为DQ触发器；207为死区电路。

图6为应用本发明的控制型软开关技术的150W单相全桥逆变器实现开关管ZVS的实验波形。

图7为应用本发明的控制型软开关技术的150W单相全桥逆变器三种电感电流调制模式下的电感电流实验波形。

具体实施方式

如图5所示，本发明实施例涉及的单相全桥结构逆变器及其控制电路原理图。

图5中单相全桥结构逆变器主电路拓扑10包括直流源E，四个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄、两个电感Ls和Lc、滤波电容Cs，其中：电源E的正极与功率开关管Q₁的漏极以及功率开关管Q₃的漏极相连，电源E的负极与功率开关管Q₂的源极以及Q₄的源极相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的漏极相连，开关管Q₃的源极与开关管Q₄的漏极相连，电感Ls的一端与Q₁的源极相连，另一端与电容Cs的一端和电感Lc一端相连，电容Cs的另一端与Q₃的源极以及电网相连，电感Lc的另一端与电网相连。Q₁和Q₂为高频工作桥臂，Q₃和Q₄为低频工作桥臂。本电路中四个功率开关管均采用N型金属氧化物半导体场效应晶体管(N-MOSFET)。输出电感Ls的大小选取依据变换器所选的频率范围[f_min-f_max]，以单相半桥逆变器为例进行说明，在电流峰值处开关频率最低，则电感必须满足下式：

$L_S<\frac{U_{\mathrm{cd}}^2-u_0^2}{{4f}_{\min }{U}_{\mathrm{cd}}(I_{+\mathrm{peak}}+I_{-\mathrm{peak}})}---\left(6\right)$

开关频率最高处出现在电流过零时刻，为了最高频率低于设定最高频率，电感必须满足不等式要求。由于不同的电流调制方式，过零处的峰值电流是不同的，根据过零时刻的峰值电流分别计算不同调制方式下的电感大小：

$L_S>\frac{U_{\mathrm{cd}}}{{4f}_{\min }{I}_{-\mathrm{peak}}}---\left(7\right)$

在电流、母线电压和额定负载已知的情况下，综合式(6)和式(7)，可选择相应的电感值。

图5中控制电路原理图20包括电网电压采样电路(201)，电感Ls电流采样电路(202)，数字信号处理器DSP(203)，第一比较器(204)，第二比较器(205)，DQ触发器(206)，死区电路(207)。其中电网电压采样电路(201)的输出信号送入数字信号处理器DSP(203)，DSP给出Q₃和Q₄的驱动信号，同时产生两个正负电流的参考信号I_+peak、I_-peak，I_+peak送入第一比较器(204)的反相输入端，I_-peak送入第二比较器(205)的同相输入端，电感Ls电流采样电路(202)的输出同时送入到第一比较器(204)的同相输入端和第二比较器(205)的反相输入端，第一比较器(204)的输出送入DQ触发器(206)的复位脚，第二比较器(205)的输出送给DQ触发器(206)的CLK脚，DQ触发器(206)的两个输出送入死区电路(207)，产生Q₁和Q₂的驱动信号。

本发明控制电路的具体工作原理如下：

电网电压采样电路(201)输出送入到DSP中，DSP根据电网电压U_g的正负极性给低频管Q₃和Q₄驱动信号，若U_g大于0，Q₄驱动信号为高，Q₃驱动信号为低，若U_g小于0，则Q₄驱动信号为低，Q₃驱动信号为高，Q₃和Q₄的驱动信号是以工频切换的；同时DSP通过计算产生两个正负电流的参考信号，I_+peak，I_-peak，这两个正负电流参考信号大小是由电流调制方式决定的，分别送入第一比较器(204)和第二比较器(205)与采样的电感电流进行比较，第一比较器(204)负责正峰值电流比较，而第二比较器(205)负责负电流峰值比较，当采样电感电流小于I_-peak，第二比较器输出的高电平信号使得DQ触发器(206)输出Q为高电平，从而开通开关管Q₁，关断开关管Q₂，当采样电感电流大于I_+peak，第一比较器(204)输出的高电平将使得DQ触发器(206)复位，使得输出Q为负，从而开通开关管Q₂，关断开关管Q₁，负向电流I_{negative-peak}的大小选择依据：电感上能量足够把第一开关管Q₁的结电容C₁和第二开关管Q₂的结电容C₂进行泄放和存储。因此最小负向电流i_{negative-peak-min}理论上应满足下式：

$i_{\mathrm{negative}-\mathrm{peak}-\min }=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{Z_0}---\left(8\right)$

其中在实际选取中，由于MOSFET寄生电容的严重非线性，以及谐振回路中等效电阻的影响，一般取最小负向电流的1.5-2倍。Q₁和Q₂的驱动信号互补，之间应存在死区，因此将DQ触发器(206)的输出送入死区电路(207)，死区发生电路(207)的输出即为Q₁和Q₂的驱动信号，死区时间的选择依据为：需确保在死区时间内开关管上寄生电容电压能够谐振至零，死区时间T_deadtime需满足下式：

$T_{\mathrm{Deadtime}}>\frac{{2\mathrm{CU}}_{\mathrm{DC}}}{I_{\min \mathrm{us}-\mathrm{peak}}}---\left(9\right)$

Claims (4)

1.一种逆变器的控制型软开关技术，其特征在于：控制电感电流在一个开关周期内反向，通过反向的电流给开关管的结电容充放电。对于单相全桥逆变器，一个桥臂低频工作，另一个桥臂高频工作。

2.基于权利要求1所述的控制型软开关技术，其电感电流调制方式有零界连续模式(BCM，Boundary Conduction Mode)、固定滞环电流模式(CHCM，Constant Hysteresis CurrentMode)以及变滞环宽度电流模式(VHCM，Variable Hysteresis Current Mode)。

3.一种基于权利要求1和权利要求2所述的适合于小功率逆变器的控制型软开关技术的控制电路，其特征在于：采用数模混合控制方式，包括电网电压采样电路(201)、输出电感电流采样电路(202)、数字信号处理器DSP(203)、第一比较器(204)、第二比较器(205)、DQ触发器(206)和死区电路(207)，其中电网电压采样电路(201)的输出信号送入数字信号处理器DSP(203)，DSP给出低频管的驱动信号，同时产生两个正负电流的参考信号I_+peak、I_-peak，I_+peak送入第一比较器(204)的反相输入端，I_-peak送入第二比较器(205)的同相输入端，输出电感电流采样电路(202)的输出同时送入到第一比较器(204)的同相输入端和第二比较器(205)的反相输入端，第一比较器(204)的输出送入DQ触发器(206)的复位脚，第二比较器(205)的输出送给DQ触发器(206)的CLK脚，DQ触发器(206)的两个输出送入死区电路(207)，产生高频管的的驱动信号。

4.一种基于权利要求3所述的控制型软开关技术控制电路的控制方法，其特征在于：电网电压采样电路(201)输出送入到数字信号DSP(202)中，DSP(202)根据电网电压U_g的正负极性给低频管Q₃和Q₄驱动信号，若U_g大于0，Q₄驱动信号为高，Q₃驱动信号为低，若U_g小于0，则Q₄驱动信号为低，Q₃驱动信号为高，Q₃和Q4的驱动信号是以工频切换的；同时DSP(203)通过计算产生两个正负电流的参考信号，I_+peak，I_-peak，这两个正负电流参考信号是由电流调制方式决定的，分别送入第一比较器(204)和第二比较器(205)与采样的电感电流进行比较，第一比较器(204)负责正峰值电流比较，而第二比较器(205)负责负电流峰值比较，当采样的电感电流小于I_-peak，第二比较器输出的高电平信号使得DQ触发器(206)输出Q为高电平，从而开通开关管Q₁，关断开关管Q₂，当采样的电感电流大于I_+peak，第一比较器输出的高电平将给DQ触发器(206)复位，使得输出Q为负，从而开通开关管Q₂，关断开关管Q₁，Q₁和Q₂的驱动信号互补，之间应存在死区，死区不仅能防止桥臂直通，也保证开关管Q₁和开关管Q₂结电容充放电的时间，因此将DQ触发器(206)的输出送入死区电路(207)，死区电路(207)的输出即Q₁和Q₂的驱动信号。