CN103888402A - 一种基于时域信道匹配的ofdm-tdcs的接收方案 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信领域，尤其涉及超高速移动、较大多普勒频移和多径时延的快时变信道的基于正交频分复用的变换域通信******（OFDM-TDCS）的软解调接收方案。本发明针对将OFDM-TDCS技术应用到超高速移动无线通信***中时，信道模型发生变化，旧有的慢时变信道接收方案不再适用的情况，设计了一种软解调接收机方案。相比硬解调接收方法，该方案有效地提高了接收信息的准确率，并且保持了较低的运算复杂度。

Description

一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案

技术领域

本发明属于通信领域，尤其涉及超高速移动、较大多普勒频移和多径时延的快时变信道的基于正交频分复用的变换域通信******（OFDM-TDCS）的软解调接收方案。

背景技术

现代无线移动通信自诞生至今，经历了第一代（1G）模拟制式通信***，第二代（2G）GSM数字蜂窝通信***，第三代（3G）CDMA多媒体通信***，以及已经开始商业应用的更高速率和***容量的长期演进（LTE）移动通信***。

纵观技术的更新换代，对更高的通信速率，更广泛的应用场景，更快的终端移动速度等的追求推动着技术的进步，而这些需求也导致了无线信道的快时变性更加明显，信道参数在一个OFDM符号周期内将有明显变化，产生了不可忽视的载波间干扰（ICI）。如何解决快时变信道的ICI问题和***均衡，对OFDM技术提出了新的挑战。

变换域通信***（TDCS）采用认知无线电的思想，在给定的频谱范围内通过动态改变发射信号频谱波形，避免与授权用户发生干扰。“Addressing the control channel designproblem:OFDM-based transform domain communication system in cognitive radio(byChuan Han,Jun Wang,Yaling Yang,and Shaoqian Li.Elsevier Computer NetworksJournal.2008,52(4):795-815.)”将变换域通信***与正交频分复用（OFDM）结合起来，提出一种基于正交频分复用的变换域通信***，简称“OFDM-TDCS***”。OFDM-TDCS***采用多载波调制技术，循环码移键控（CCSK）调制，伪随机相位技术等，使得OFDM-TDCS***在极低信噪比、子载波部分可用和收发机子载波使用不一致情况下也能够保证可靠的传输性能，并且有效地提高了***的抗干扰性能。

目前对OFDM-TDCS***关键技术的研究主要还集中于慢时变信道，如何在快时变信道进行收发机和波形设计，获得良好的传输性能还没有针对性的技术方案。

由抽头延迟线模型可知，时域信道矩阵可建模为

其中，h_k(n)表示时刻t＝kT_s（T_s为取样周期），延迟时间为τ＝nT_s的冲击响应系数，0≤n≤L（L表示信道的最大延迟量）。

当信道为慢时变信道时，h_k(n₀)为常数，k＝1...N-1。此时时域信道矩阵h为循环Toeplitz矩阵，此时频域信道矩阵

为对角阵，F_N为傅里叶变换矩阵。此时信道估计和均衡可以将h或H建模为一个N维的向量，算法设计较简单。

当信道为快时变信道时，时域信道矩阵h和频域信道矩阵H的模型都为N×N的矩阵，此时对算法的设计就提出了新的挑战，需重新设计估计和均衡算法。

“认知无线电中OFDM-TDCS***关键技术研究(黄彪.成都:电子科技大学2011.)”介绍了一种低复杂度OFDM-TDCS***的软解调接收方案，通过相关函数简单地表示似然函数，相关函数的计算只需要一次IDFT，于是显著降低了似然函数的计算开销。但是这种方法针对的是慢变信道的应用，此时信道信息可以等效为一个向量进行操作，在快时变信道中，信道信息构成一个N×N的矩阵，该种方法无法应用。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，包括如下步骤：

S1、对时域信道矩阵进行匹配，包括：

S11、对矩阵进行共轭转置，和y信号相乘后，获得的向量进行共轭转置，所得结果设为g，其中，

为接收机通过信道估计获得的时域信道矩阵h的估计值，y信号为估计值

去掉循环前缀后时域接收的数据；

S12、对S11所述g向量进行IDFT操作得到G，

其中,N为IDFT向量的长度，N为不为零的自然数，k＝0,1,...,N-1，n＝0,1,...,N-1，j为复数的虚部；

S2、生成接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量，其中，接收机的空闲频谱标记向量记作A′＝[A′₀,A′₁,...,A′_N-1]；

S3、将S2所述A′与接收机的伪随机相位向量的像素对应相乘，得到接收机的CCSK频域基函数B′，B′的第k个元素表示为

其中，m_k为伪随机整数，A′_k为接收机空闲频谱标记向量，C′为缩放因子，保证每个发送符号在时域上的总功率为E_s；

S4、将S3所述B′与S12所述G对应的元素相乘，记作Z，Z[k]＝G[k]B′[k]；

S5、对S4所述Z向量进行DFT操作得到函数z，

S6、用相关函数表示第i个OFDM符号的似然函数α_i(s)，

其中，α_i(s)表示在观测到第i个OFDM接收符号y_i的情况下，发送数据为s的似然函数，s为CCSK调制前的发送符号，M_ary为CCSK调制阶数，σ²为每个子载波上的噪声方差；

S7、对数似然比公式表示为 $\mathrm{LLR}\left(c_m\right)=\underset{\∀s:c_m=1}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\}-\underset{\∀s:c_m=0}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\},$ 其中， $\∀s:c_m=0$ 表示满足第m个编码比特c_m为0的所有数据取值，

表示满足第m个编码比特c_m为1的所有数据取值；

S8、根据S6和S7，搜索第m个编码比特c_m，搜索c_m＝1所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值AA，搜索c_m＝0所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值BB，其中，m＝1,2,...,log₂M_ary；

S9、获得对第m个编码比特的估计

${\hat{c}}_m=|\mathrm{AA}-\mathrm{BB}|,$ 得到 $\hat{c}=[{\hat{c}}_1,{\hat{c}}_2,...,{\hat{c}}_{{\log }_2{M}_{\mathrm{ary}}}];$

S10、对S9获得的向量

进行解交织，卷积译码，恢复得到发送比特信息。

进一步地，S11所述在计算时对时域信道矩阵

进行了压缩存储，根据压缩存储记录下的映射关系进行相乘操作得到

进一步地，S2所述接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量采用与发射机相同的方法生成，收发机所处的无线环境存在差异，所以接收机的空闲频谱标记向量与发射机的空闲频谱标记向量不一定完全相同，于是接收机的空闲频谱标记向量记为A′＝[A′₁,A′₁,...,A′_N-1]，接收机可以采用与发射机相同的线性反馈移位寄存器，生成与发射机完全相同的伪随机相位向量，便于***信号的识别和检测。

进一步地，S6所述s采用提前生成码表的方法，查表获取。

本发明的有益效果是：

对于某次观测到的接收符号y_i而言，如果逐一计算所有可取数据s＝0,1,...,M_ary-1所对应的似然函数值，则需要很大的计算开销。因为这需要生成M_ary种OFDM发送符号，然后再依次计算每种OFDM发送符号与接收符号y_i的似然函数值。而采用本发明中提出的方法，将似然函数用相关函数表示，不同的发送符号信息s映射成了相关函数位置序号，降低了多次计算似然函数的复杂度。

本发明在时域对信号进行处理时利用时域信道矩阵为稀疏矩阵的特点，相比现有技术中对频域信号进行处理的方法，不仅避免了计算频域信道矩阵，而且避免了对复杂的频域信道矩阵进行操作所带来的大量运算，大大提高了算法的效率。

本发明在根据时域信道矩阵的稀疏特性，对其进行了压缩存储，降低了矩阵相乘的运算复杂度。

附图说明

图1为时域信道矩阵压缩示意图。

图2为本发明流程图。

图3为仿真结果图。

图4为本发明的发射机模型图。

图5为本发明的接收机模型图。

具体实施方式

一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，包括如下步骤：

S1、对时域信道矩阵进行匹配，包括：

S11、对

矩阵进行共轭转置，和y信号相乘后，获得的向量进行共轭转置，所得结果设为g，

其中，

为接收机通过信道估计获得的时域信道矩阵h的估计值，y信号为估计值

去掉循环前缀后时域接收的数据；

由于直接进行

操作复杂度较高，由于时域信道矩阵

的稀疏特性，可以对其进行压缩存储，如图1所示，再根据记录下的映射关系进行相乘操作

降低矩阵相乘的运算复杂度。

S12、对S11所述g向量进行IDFT操作得到G，

S2、接收机采用与发射机相同的方法生成接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量，其中，接收机的空闲频谱标记向量记作A′＝[A′₀,A′₁,...,A′_N-1]；

S3、将S2所述A′与接收机的伪随机相位向量的像素对应相乘，得到接收机的CCSK频域基函数B′，B′的第k个元素表示为

其中，C′为缩放因子，保证每个发送符号在时域上的总功率为E_s；

S4、将S3所述B′与S12所述G对应的元素相乘，记作Z，Z[k]＝G[k]B′[k]；

S5、对S4所述Z向量进行DFT操作得到函数z，

S6、用相关函数表示第i个OFDM符号的似然函数α_i(s)，

相当于对z向量取实部，并以N/M_ary为间隔进行采样，其中，α_i(s)表示在观测到第i个OFDM接收符号y_i的情况下，发送数据为s的似然函数，s为CCSK调制前的发送符号，M_ary为CCSK调制阶数，σ²为每个子载波上的噪声方差；

S7、对数似然比公式表示为 $\mathrm{LLR}\left(c_m\right)=\underset{\∀s:c_m=1}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\}-\underset{\∀s:c_m=0}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\},$ 其中， $\∀s:c_m=0$ 表示满足第m个编码比特c_m为0的所有数据取值，

表示满足第m个编码比特c_m为1的所有数据取值；

S8、根据S6和S7，搜索第m个编码比特c_m，搜索c_m＝1所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值AA，搜索c_m＝0所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值BB，其中，m＝1,2,...,log₂M_ary；

S9、获得对第m个编码比特的估计

${\hat{c}}_m=|\mathrm{AA}-\mathrm{BB}|,$ 得到 $\hat{c}=[{\hat{c}}_1,{\hat{c}}_2,...,{\hat{c}}_{{\log }_2{M}_{\mathrm{ary}}}];$

S10、对S9获得的向量

进行解交织，卷积译码，恢复得到发送比特信息。

进一步地，S11所述

在计算时对时域信道矩阵进行了压缩存储，根据压缩存储记录下的映射关系进行相乘操作得到

进一步地，S2所述接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量采用与发射机相同的方法生成，收发机所处的无线环境存在差异，所以接收机的空闲频谱标记向量与发射机的空闲频谱标记向量不一定完全相同，于是接收机的空闲频谱标记向量记为A′＝[A′₀,A′₁,...,A′_N-1]，接收机可以采用与发射机相同的线性反馈移位寄存器，生成与发射机完全相同的伪随机相位向量，便于***信号的识别和检测。

进一步地，S6所述s采用提前生成码表的方法，查表获取。为了避免每个OFDM符号运算时都要重复地计算M_ary次二进制到十进制的转换，生成合适的s符号，这里采用“认知无线电中OFDM-TDCS***关键技术研究(黄彪.成都:电子科技大学2011.)”提出的提前生成码表的方法，计算时采用查表的方法取代重复计算。

本发明的发射机模型图如图4所示。

第i个OFDM符号X_i在第k个子载波上的发射信号可表示为：

其中，A_k为发射机空闲频谱标记，s_i表示第i个OFDM符号所对应的发送数据，M_ary表示CCSK调制阶数，m_k为伪随机整数，缩放因子使得每个发送符号的时域信号总功率为E_s，而N_T为发射机使用的子载波个数。

本发明的接收机模型图如图5所示。

接收机CCSK频域基函数B′的生成方法与发射机中的相同，其第k个元素为其中，A′_k为接收机的空闲频谱标记，其值为1或0分别表示接收或不接收相应子载波上的信号，缩放因子

用于接收信号功率的归一化，而N_R为接收机使用的子载波个数，即

由于发射机与接收机所使用的线性反馈移位寄存器结构相同，所以收发机生成的伪随机码一致，以便识别***信号。但是由于频谱异构现象，发射机和接收机的空闲频谱标记并非完全一致，因此收发机的CCSK频域基函数可能略有不同。

接收机获得的是与接收信号y为

其中，w是独立的实高斯白噪声，服从分布w_n～N(0,σ²)。

现在结合具体实施方式对本发明的方法进行解释：

本实施方式采用Matlab2012a仿真平台进行运行实验。OFDM***参数：子载波N=1024，循环前缀560，符号周期T_s=0.05us。

无线信道环境是多普勒频移为f_d＝4533.3Hz和最大多径时延τ_max＝33us的两径信道模型，载频大小为2G，莱斯因子（直射径与反射径的比值）为15dB，信道带宽W＝20MHz。此时归一化最大多普勒频移(W/(N*f_d))为0.23，离散化信道最大多径数L=W×τ_max为660。

CCSK调制阶数为M_ary＝1024，1/2卷积码，交织方式60×10。发射机和接收机的空闲频谱标记向量均为全1向量。

在应用本发明的方法进行软解调前，需先进行信道估计。根据“IntercarriesInterference Suppression and Channel Estimation for OFDM Systems in Time-varyingFrequency-selective Fading Channels(by Shaoping Chen and Tianren Yao.IEEETransactions on Consumer Electronics,2004,50(2):429-435)”所提出了方法，对时变信道进行信道估计，得到估计的时域信道矩阵

步骤1：时域信道矩阵

和去掉CP后的时域接收数据为y通过

得到向量g，对g向量进行IDFT操作得到G。

步骤2：获取接收机的CCSK频域基函数B′。

步骤3：将CCSK频域基函数B′和G向量通过Z[k]＝G[k]B′[k]，

的处理，获得第i个OFDM符号的似然函数α_i(s)的表达式。

步骤4：对于每个编码比特c_m（m＝1,2,...,log₂M_ary），

根据

计算对数似然比LLR(c_m)，获得对第m个编码比特的估计

根据

求解出

后，对信号进行解交织，卷积译码，即可恢复出发送比特信息。

采用本发明所述方法进行仿真测试，仿真结果如图3所示。硬解调曲线即采用硬解调接收方式仿真所得性能曲线，软解调曲线即采取本发明所述方式进行仿真所得性能曲线。比较两条曲线可知，本发明介绍的软解调接收方案比硬解调方案有1.5dB左右的性能增益，且本发明介绍的软解调接收方案在运算复杂度上和硬解调相比增加不大。

Claims (4)

1.一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，其特征在于，包括如下步

骤：

S1、对时域信道矩阵进行匹配，包括：

S11、对

矩阵进行共轭转置，和y信号相乘后，获得的向量进行共轭转置，所得结果设为g，

其中，

为接收机通过信道估计获得的时域信道矩阵h的估计值，y信号为估计值

去掉循环前缀后时域接收的数据；

S12、对S11所述g向量进行IDFT操作得到G，

其中,N为IDFT向量的长度，N为不为零的自然数，k＝0,1,...,N-1，n＝0,1,...,N-1，j为复数的虚部；

S2、生成接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量，其中，接收机的空闲频谱标记向量记作A′＝[A′₀,A′₁,...,A′_N-1]；

S3、将S2所述A′与接收机的伪随机相位向量的像素对应相乘，得到接收机的CCSK频域基函数B′，B′的第k个元素表示为

其中，m_k为伪随机整数，A′_k为接收机空闲频谱标记向量，C′为缩放因子，保证每个发送符号在时域上的总功率为E_s；

S4、将S3所述B′与S12所述G对应的元素相乘，记作Z，Z[k]＝G[k]B′[k]；

S5、对S4所述Z向量进行DFT操作得到函数z，

S6、用相关函数表示第i个OFDM符号的似然函数α_i(s)，

其中，α_i(s)表示在观测到第i个OFDM接收符号y_i的情况下，发送数据为s的似然函数，s为CCSK调制前的发送符号，M_ary为CCSK调制阶数，σ²为每个子载波上的噪声方差；

S7、对数似然比公式表示为 $\mathrm{LLR}\left(c_m\right)=\underset{\∀s:c_m=1}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\}-\underset{\∀s:c_m=0}{\max }\left\{{\mathrm{\α}}_i\left(s\right)\right\},$ 其中， $\∀s:c_m=0$ 表示满足第m个编码比特c_m为0的所有数据取值，

表示满足第m个编码比特c_m为1的所有数据取值；

S8、根据S6和S7，搜索第m个编码比特c_m，搜索c_m＝1所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值AA，搜索c_m＝0所对应的发送数据s中似然函数可取的最大值BB，其中，m＝1,2,...,log₂M_ary；

S9、获得对第m个编码比特的估计

${\hat{c}}_m=|\mathrm{AA}-\mathrm{BB}|,$ 得到 $\hat{c}=[{\hat{c}}_1,{\hat{c}}_2,...,{\hat{c}}_{{\log }_2{M}_{\mathrm{ary}}}];$

S10、对S9获得的向量进行解交织，卷积译码，恢复得到发送比特信息。

2.根据权利要求1所述的一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，其特征在于：S11所述

在计算时对时域信道矩阵

进行了压缩存储，根据压缩存储记录下的映射关系进行相乘操作得到

3.根据权利要求1所述的一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，其特征在于：S2所述接收机的空闲频谱标记向量和接收机的伪随机相位向量采用与发射机相同的方法生成，收发机所处的无线环境存在差异，所以接收机的空闲频谱标记向量与发射机的空闲频谱标记向量不一定完全相同，于是接收机的空闲频谱标记向量记为A′＝[A′₀,A′₁,...,A′_N-1]，接收机可以采用与发射机相同的线性反馈移位寄存器，生成与发射机完全相同的伪随机相位向量，便于***信号的识别和检测。

4.根据权利要求1所述的一种基于时域信道匹配的OFDM-TDCS的接收方案，其特征在于：S6所述s采用提前生成码表的方法，查表获取。

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