CN103887983A - 双管级联型buck-boost变流器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及变流器的控制技术，旨在提供一种双管级联型buck-boost变流器的控制方法。该方法是采用电感电流临界断续控制方式，消除主电路中二极管反向恢复损耗；通过对输入、输出电压采样比较选择主电路工作模式：当输出电压高于输入电压时电路工作于boost模式，当输出电压低于输入电压时电路工作于buck-boost模式；通过控制buck-boost模式下的开关导通时间大于boost模式下的开关导通时间，使得输入电流在切换点处的相邻两个开关周期内平滑过渡。本发明实现了变流器宽范围输入、宽范围输出，用电感电流临界断续控制，消除了变流器主电路中二极管反向恢复损耗，通过控制电路在不同工作模式下的恒导通时间比例，实现输入电流的平滑过渡，提高功率因数。
Description
技术领域
本发明涉及一种双管级联型buck-boost变流器的控制方法，特别是应用于高效率、低输入电流谐波、宽范围输入、输出的功率因数校正场合。
背景技术
由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因数校正（Power factor correction，PFC）电路。在大功率LED照明应用场合下由于LED模块电压各不相同，以及灯具应用在不同国家地区，因此具有宽范围输入、输出电压的PFC电路是很有必要的。传统的有源功率因数校正电路一般采用升压（Boost）拓扑，因为Boost具有控制容易、驱动简单以及在整个工频周期内都可以进行开关工作、输入电流的功率因数接近于1的优势，但是在宽范围输入段（90Vac-265Vac）Boost电路具有输入电压高的缺点。传统的具有宽范围输出电压范围的电路拓扑有buck-boost、flyback、SEPIC、Cuk电路，但是存在电压、电流应力高、输出电压反向的问题。级联型双管buck-boost电路输出电压与输入电压同向，且具有宽范围输出电压能力，以及器件上电压电流应力较小，因此适合于大功率宽范围输入、宽范围输出场合（图1）。
在双管级联buck-boost电路的电感电流连续控制（CCM）方式下（Ghanem,M.C.;Al-Haddad,K.;Roy,G.,"A new single phase buck-boost converter with unity powerfactor,"Industry Applications Society Annual Meeting,1993.,Conference Recordof the1993IEEE,vol.,no.,pp.785,792vol.2,2-8Oct1993），当输出电压比输入电压的峰值低时，电路在半个工频周期内工作于Buck模式和boost模式（图2、3）。由于CCM的工作方式，主电路中的二极管存在严重反向恢复问题。且由于buck模式到boost模式切换点处输入电流不能平滑过渡，存在电流畸变。在电感电流临界断续控制（BCM）方式下（Ray-Lee Lin;Rui-Che Wang,"Non-inverting buck-boostpower-factor-correction converter with wide input-voltage-range applications,"IECON2010-36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society,vol.,no.,pp.599,604,7-10Nov.2010），消除了主电路中二极管的反向恢复，但是由于两个开关管始终同时动作，使得电感电流峰值增大，导致电感尺寸变大，效率降低（图4）。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种宽范围输入、宽范围输出的级联型buck-boost变流器的控制方法。本发明中的电路工作在电感电流临界断续的boost和buck-boost双模式下，采用了不同的主电路工作模式对应不同导通时间的控制方案，消除二极管反向恢复损耗，保证输入电流Iin在不同模式切换时平稳过渡。使得整个输入电压范围内功率因数高、电流谐波满足IEC61000-3-2Class C的要求。
为解决上述问题，本发明的解决方案是：
提供一种双管级联型buck-boost变流器的控制方法，是采用电感电流临界断续控制方式，消除主电路中二极管反向恢复压降；通过对输入、输出电压采样比较选择主电路工作模式：当输出电压高于输入电压时电路工作于boost模式，当输出电压低于输入电压时电路工作于buck-boost模式；通过控制buck-boost模式下的开关导通时间大于boost模式下的开关导通时间，使得输入电流在切换点处的相邻两个开关周期内平滑过渡。
作为本发明的级联型buck-boost变流器的控制方法的改进：本发明采用电感电流临界断续控制方式，将输入电压和一定比例分压后的输出电压Vtran进行比较选择主电路工作模式，使输入电压低于输出电压时就进行主电路工作模式切换，从而保证BCM控制下boost工作模式的工作频率不会过低从而出现噪声。
本发明进一步提供了用于实现前述方法的双管级联型buck-boost变流器的控制电路，该控制电路通过两个驱动电路分别连接至buck-boost变流器主电路的两个门级；所述控制电路包括：输入电压采样单元、输出电压采样单元、误差放大电路、PWM发生电路、导通时间控制电路和电感电流过零检测电路；
所述两个驱动电路包括第二驱动电路、与或门相连的自举驱动电路；输入电压采样单元和输出电压采样单元分别包括两个串联的电阻，其中点分别作为各自采样单元的输出；输入电压采样单元、输出电压采样单元的输出分别接第二比较器的负端与正端，第二比较器的输出接所述或门的输入端；第二比较器通过比较输入电压、输出电压的大小关系，确定电路工作在buck-boot模式或boost模式，同时控制不同工作模式下的恒导通时间。
所述PWM发生电路包括第一比较器和R/S触发器，R/S触发器的正向输出端连接到所述或门的输入端和第二驱动电路的输入端；输出电压采样单元的输出经误差放大电路接至第一比较器的负端，第一比较器的输出端与R/S触发器的R端连接；R/S触发器的S端接至电感电流过零检测电路；
所述导通时间控制电路包括两个恒定电流源电路、两个开关管、隔离二极管，非门以及充电电容；其中，第二开关管的一端接第二恒定电流源电路，另一端接地，其门级连接至R/S触发器的反向输出端；第一恒定电流源电路接隔离二极管的正端和第一开关管的一端，第一开关管的另一端接地；非门N的输入端连接第二比较器的输出端，非门N的输出端连接第一开关管K1的门级；隔离二极管的负端连接充电电容一端和所述第一比较器的正端，充电电容另一端接地。输入电压与输出电压采样比较值通过非门控制第一开关管，使得第一恒定电流源电路短路或通过隔离二极管给充电电容充电；导通时间控制电路中通过对第二恒定电流源电路的控制实现在两种模式下的对应不同导通时间。通过使切换点处相邻两个开关周期的平均电流相同，可以确定两个模式下的导通时间比例，从而确定两个电流源的大小比例。
本发明中，所述两个恒定电流源电路具有相同的电路结构，分别包括三个电阻和一个PNP三极管；其中，有两个电阻相互串联，其一端接电源Vcc，另一端接地，而中点则接PNP三极管的基极；PNP三极管的射级经另一电阻接于电源Vcc，其集电极则与对应的开关管连接。
本发明中，所述误差放大电路包括运放、补偿网络和基准电源；输出电压采样单元的输出接入运放的负端和补偿网络的一端，补偿网络的另一端与运放的输出端接第一比较器的负端，运放的正端接基准电源的正端，基准电源的另一端接地。
本发明中，所述电感电流过零检测电路包括一个耦合电感、电阻和第三比较器；耦合电感的一端接地，另一端通过电阻接第三比较器的负端，第三比较器的正端接地，其输出端接所述R/S触发器的S端。电感电流过零检测电路的输入端为电感电流信号，经电阻转化为电压信号，与基准比较后输出到R/S触发器的S端。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1)通过简单的控制电路实现临界导通模式的双模式（boost和buck-boost）控制。
2)实现宽范围输入、宽范围输出，并且输出可以比输入峰值电压低。
3)在输入电压低于输出电压时工作于boost模式，降低电感电流，获得更高效率。
4)电感电流工作于临界模式，消除了二极管的反向恢复。
5)通过控制两种模式下的不同恒导通时间，使得平均输入电流在模式切换处平滑过渡，减小电流畸变和谐波成分，获得更高功率因数。
综上所述，本发明提出了一种级联型buck-boost变流器控制方法，实现了变流器宽范围输入、宽范围输出下的功率因数校正功能；通过控制电路对级联型buck-boost变流器输入、输出的采样选择主电路工作于boost模式或buck-boost模式，实现了变流器宽范围输入、宽范围输出，用电感电流临界断续控制，消除了变流器主电路中二极管反向恢复损耗，通过控制电路在不同工作模式下的恒导通时间比例，实现输入电流的平滑过渡，提高功率因数。
附图说明
图1为双管级联型buck-boost变流器拓扑；
图2为CCM的buck模式控制方法；
图3为CCM的boost模式控制方法；
图4为BCM的buck-boost单模式控制方法；
图5为本发明控制方法和电路主要波形图；
图6为本发明控制方法框图；
图7为本发明具体实施方案。
图6、7中的附图标记说明：1.1输入电压采样单元；1.2输出电压采样单元；2导通时间控制电路；3电感电流过零检测电路；4误差放大电路；5PWM发生电路；6驱动电路；6.1自举驱动电路；6.2第二驱动电路；O或门。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步的描述。
参照图5，其为图1电路的主要波形图，图5中的(a)为电路输入电压Vin输出电压Vout以及输出电压分压值Vtran波形，当输入电压Vin小于切换电压Vtran时，电路工作于boost模式，当输入电压Vin大于切换电压Vtran时，电路工作于buck-boost模式。图5中的(b)为半个开关周期内两个开关管的示意波形，在boost模式，主电路中开关管Q1恒导通，开关管Q2进行开关动作，一个开关周期内的导通时间为Ton；在buck-boost模式，主电路两个开关管同时进行开关动作，一个开关周期内的导通时间为kTon。图5中的(c)为电路中电感电流波形以及平均输入电流Iin。开关管开通时，电感电流从零开始上升；开关管关断时，电感电流从峰值下降到零。通过调整两个模式下导通时间的比例k，保证输入电流在模式切换时平滑过渡。
参照图7，即为本发明的具体实施案例。
输入电压采样单元1.1包括2个分压电阻R3、R4，输出电压采样单元1.2包括2个分压电阻R1、R2。误差放大电路4包括一个运放OP1，一个补偿网络，一个基准电源Vref。输出电压经电阻R1、R2分压后接入运放OP1的负端，运放OP1的负端再连接补偿网络Z的一端，运放OP1的输出端接第一比较器CP1的负端，运放OP1的正端接基准电源的正端，基准电源的另一端接地，补偿网络Z的另一端接运放OP1的输出。输出电压调节部分用于反馈电压信号，通过补偿网络将误差信号放大，作为PWM发生部分的一个基准。输入电压经电阻R3、R4分压后接入第二比较器CP2的负端，输出电压经电阻R1、R2分压后接入第二比较器CP2的正端，输入输出电压采样的比较后的输出信号对不同模式下的导通时间、驱动信号进行控制。
所述的电感电流过零检测电路3包括一个耦合电感L1，电阻Rzcd以及第三比较器CP3。耦合电感L1的一端接地，另一端通过电阻Rzcd接第三比较器CP3负端，第三比较器CP3正端接地，输出端接R/S触发器F1的S端。电感电流过零检测电路3的输入端为电感电流信号，经电阻Rzcd转化为电压信号，与基准比较后的输出信号控制PWM发生电路5中开关管在电感电流过零时开通。
所述的导通时间控制电路2包括两个恒定电流源电路，两个开关管K1、K2，隔离二极管Dm，非门N以及充电电容CT。所述的两个恒定电流源电路包括两个PNP三极管Qa、Qb，六个电阻R5、R6、R7、R8、R9、R10。其中R5一端连接电源Vcc，另一端连接Qa的射级；R6一端连接电源Vcc，另外一端连接Qa的基极；R7一端连接Qa的基极，另外一端接地；Qa集电极连接充电电容CT一端，CT另外一端接地；Qa的集电极连接第二开关管K2的一端，第二开关管K2的另外一端接地，第二开关管K2门级连接R/S触发器F1的反向输出端。R8一端连接电源Vcc，另一端连接Qb的射级；R9一端连接电源Vcc，另外一端连接Qb的基极；R10一端连接Qb的基极，另外一端接地；Qb的集电极连接二极管Dm的正端，二极管Dm的负端连接充电电容CT一端；Qb的集电极连接开关管K1的一端，第一开关管K1的另外一端接地，第一开关管K1门级连接非门N的输出端，非门的输入端连接比较器CP2的输出端。通过控制不同模式下不同大小电流对CT充电，实现不同模式下对应不同的导通时间。
所述的PWM发生电路5包括第一比较器CP1和一个R/S触发器F1。R/S触发器F1的正向输出端连接到驱动电路中或门O输入一端和第二驱动电路6.2的输入端，R/S触发器F1的反向输出端连接到第二开关管K2的控制端。第一比较器CP1的负端与运放OP1的输出连接，第一比较器CP1的正端与充电电容CT一端连接，第一比较器CP1的输出端与R/S触发器F1的R端连接。
所述的驱动电路6包括自举驱动电路6.1、第二驱动电路6.2、或门O。第二驱动电路6.2的输入端与R/S触发器F1的正向输出端连接；或门O的一个输入端与R/S触发器F1的正向输出端连接，或门O的另一个输入端与第二比较器CP2的输出端连接，或门O的输出端与自举驱动电路1的输入端连接；第二驱动电路6.2的输出端与主电路Q2的门级连接，自举驱动电路6.1的输出端与主电路Q1的门级连接。
应该理解到的是：以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是发明的保护范围。
Claims (6)
1.一种双管级联型buck-boost变流器的控制方法，其特征在于，是采用电感电流临界断续控制方式，消除主电路中二极管反向恢复损耗；通过对输入、输出电压采样比较选择主电路工作模式：当输出电压高于输入电压时电路工作于boost模式，当输出电压低于输入电压时电路工作于buck-boost模式；通过控制buck-boost模式下的开关导通时间大于boost模式下的开关导通时间，使得输入电流在切换点处的相邻两个开关周期内平滑过渡。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，采用电感电流临界断续控制方式，将输入电压和一定比例分压后的输出电压Vtran进行比较选择主电路工作模式，使输入电压低于输出电压时就进行主电路工作模式切换，从而保证BCM控制下boost工作模式的工作频率不会过低从而出现噪声。
3.一种用于实现权利要求1所述方法的双管级联型buck-boost变流器的控制电路，该控制电路通过两个驱动电路分别连接至buck-boost变流器主电路的两个门级；其特征在于，所述控制电路包括：输入电压采样单元、输出电压采样单元、误差放大电路、PWM发生电路、导通时间控制电路和电感电流过零检测电路；
所述两个驱动电路包括第二驱动电路、与或门相连的自举驱动电路；输入电压采样单元和输出电压采样单元分别包括两个串联的电阻，其中点分别作为各自采样单元的输出；输入电压采样单元、输出电压采样单元的输出分别接第二比较器的负端与正端，第二比较器的输出接所述或门的输入端；
所述PWM发生电路包括第一比较器和R/S触发器，R/S触发器的正向输出端连接到所述或门的输入端和第二驱动电路的输入端；输出电压采样单元的输出经误差放大电路接至第一比较器的负端，第一比较器的输出端与R/S触发器的R端连接；R/S触发器的S端接至电感电流过零检测电路；
所述导通时间控制电路包括两个恒定电流源电路、两个开关管、隔离二极管，非门以及充电电容；其中，第二开关管的一端接第二恒定电流源电路，另一端接地，其门级连接至R/S触发器的反向输出端；第一恒定电流源电路接隔离二极管的正端和第一开关管的一端，第一开关管的另一端接地；非门N的输入端连接第二比较器的输出端，非门N的输出端连接第一开关管K1的门级；隔离二极管的负端连接充电电容一端和所述第一比较器的正端，充电电容另一端接地。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述两个恒定电流源电路具有相同的电路结构，分别包括三个电阻和一个PNP三极管；其中，有两个电阻相互串联，其一端接电源Vcc，另一端接地，而中点则接PNP三极管的基极；PNP三极管的射级经另一电阻接于电源Vcc，其集电极则与对应的开关管连接。
5.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述误差放大电路包括运放、补偿网络和基准电源；输出电压采样单元的输出接入运放的负端和补偿网络的一端，补偿网络的另一端与运放的输出端接第一比较器的负端，运放的正端接基准电源的正端，基准电源的另一端接地。
6.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述电感电流过零检测电路包括一个耦合电感、电阻和第三比较器；耦合电感的一端接地，另一端通过电阻接第三比较器的负端，第三比较器的正端接地，其输出端接所述R/S触发器的S端。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20140625 |