CN103797718A - 发送机以及发送方法 - Google Patents

Abstract

目的在于得到一种将PAPR抑制得较低，而高效地进行发送功率的放大的发送机。本发明是一种对调制信号进行过采样来生成发送信号的发送机，其特征在于，具备：调制部11，对信息序列实施调制处理来生成恒定包络线信号；以及相位插值部12，在所述恒定包络线信号的各信号点之间，以使包括原来的信号点的各信号点成为等间隔的方式，***振幅与该各信号点相同的规定数目的信号。

Description

发送机以及发送方法

技术领域

本发明涉及对恒定包络线信号进行过采样而生成发送信号的发送机。

背景技术

将信号的峰值功率与平均功率的比称为PAPR（Peak to AveragePower Ratio，峰均功率比）。在发送机中为了提高功率放大器的工作效率，需要减小功率放大器中的回退（backoff），为此期望发送信号的PAPR小。因此，如果使例如发送信号成为振幅恒定的恒定包络线信号，则信号功率始终恒定，所以能够使PAPR成为0dB。

另一方面，通常发送机对信号进行过采样，实施频带限制处理之后发送。具体而言，如专利文献1、2等记载的那样，在信号的各采样之间***V-1个0，使信号长度成为V倍（V倍过采样）。之后，实施利用频带限制滤波器的频带限制处理。作为频带限制滤波器，经常使用根滚降滤波器（root roll-off filter）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2001-358561号公报

专利文献2：日本特开2009-232426号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，在如上述那样在过采样之后进行频带限制的情况下，恒定包络线信号的实现是困难的。实际上，易于使进行过采样处理之前的信号成为恒定包络线信号。但是，如果在进行了过采样处理之后进行频带限制，则频带外信号被去除，其结果，信号振幅变化。即，如图12所示，频带限制后的信号不成为恒定包络线信号，PAPR大于0dB。这样，使频带限制后的信号成为恒定包络线信号通常是困难的。

将这样的情形在频域中图示的是图13。在过采样前的恒定包络线信号的频谱是图13（a）那样时，如果对该信号进行2倍过采样，则成为具有图13（b）那样的频谱的信号，在该时间点仍是恒定包络线信号。但是，通过进行利用图13（c）那样的滤波器的频带限制，频带外信号被去除，而不成为恒定包络线信号。其结果，PAPR变大。

例如，存在被称为以振幅恒定为特征的CAZAC（ConstantAmplitude Zero Auto-Correlation，恒幅零自相关）序列的序列。但是，本序列成为振幅恒定是在过采样处理前，通过在过采样之后进行频带限制而成为并非振幅恒定，存在峰值功率变大的问题。在文献“3GPP、R1-061284、Fujitsu、"Cubic Metric properties of CAZACsequences"、2006/5”中报告了该问题。

这样，过采样前是振幅恒定的信号，但通过在过采样之后进行频带限制而成为并非振幅恒定的问题是在一般的PSK、FSK信号中也发生的现象。因此，即使为了减小PAPR而使功率放大器的工作效率提高来生成了恒定包络线信号，如果针对该信号如专利文献1、2那样***0信号来进行过采样，并通过频带限制滤波器进行频带限制，则不成为振幅恒定的信号。即，峰值功率变大而PAPR变大，功率放大器的工作效率恶化。

本发明是鉴于上述而完成的，其目的在于得到一种生成将PAPR抑制得较低的信号的发送机以及发送方法。

解决技术问题的技术方案

为了解决上述课题并达成目的，本发明是一种发送机，对调制信号进行过采样来生成发送信号，该发送机特征在于，具备：调制单元，对信息序列实施调制处理来生成恒定包络线信号；以及插值单元，在所述恒定包络线信号的各信号点之间，以使包括原来的信号点的各信号点成为等间隔的方式，***振幅与该信号点相同的规定数目的信号。

发明效果

根据本发明，即使在对振幅恒定的恒定包络线信号进行过采样，对其结果得到的信号进一步进行频带限制来生成发送信号的情况下，也能够生成将PAPR抑制得较低的发送信号。其结果，能够减小功率放大部中的回退，能够提高功率放大部的工作效率。

附图说明

图1是示出实施方式1的发送机的结构例的图。

图2是示出由相位插值部执行的插值处理的例子的图。

图3是示出对恒定包络线信号进行过采样而得到的信号的谱的例子的图。

图4是示出实施方式2的发送机的结构例的图。

图5是示出频带限制滤波器的频率特性例的图。

图6是示出自折叠（self-folding）操作的例子的图。

图7是示出过采样数为2的情况的自折叠操作的例子的图。

图8是示出过采样数为4的情况的自折叠操作的例子的图。

图9是示出自折叠操作的例子的图。

图10是示出***了GI的发送信号的例子的图。

图11是示出在发送信号中***的CP的例子的图。

图12是示出过采样处理的概要的图。

图13是示出对恒定包络线信号进行过采样以及频带限制的情况的频谱的变化的一个例子的图。

图14是示出BER特性的试验条件的图。

图15是示出BER特性的图。

（符号说明）

11：调制部；12：相位插值部；13、22：频带限制滤波器；14：D/A变换部；15：功率放大部；16：天线；21：DFT部；23：自折叠操作部；24：IDFT部。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的发送机以及发送方法的实施方式。另外，本发明不限于该实施方式。另外，本发明能够应用于无线通信和有线通信中的任意一个。

实施方式1.

图1是示出本发明的发送机的实施方式1的结构例的图。如图所示，本实施方式的发送机具备调制部11、相位插值部12、频带限制滤波器13、D/A变换部14、功率放大部15以及天线16。

如上所述，在以往的过采样中在各采样之间***了0，但在本实施方式的发送机中以通过相位插值进行过采样为特征。以下，示出发送机的各结构要素的说明。

调制部11对所输入的信息序列进行调制处理，生成发送信号。在本实施方式中，使调制后的信号成为振幅恒定的恒定包络线信号，如以下的式（1）那样表达。其中，j是虚数单位、s（n）是调制后的发送信号、C是振幅、θ（n）是相位、N是信号的长度。

【数学式1】

s(n)=C·exp{jθ(n)}   (0≤n＜N)   ···(1)

相位插值部12对由调制部11生成的发送信号进行插值处理，实施V倍过采样（V≧2）。即，在各采样之间***V-1个信号，生成长度VN的信号。此时，在各采样之间***以下那样的V-1个信号。

（a）将所***的信号的振幅设为C。即，***与过采样前的信号相同的振幅的信号。

（b）在对s（n）与s（n+1）之间进行插值时，以在IQ平面上对以s（n）、s（n+1）为两端的弧中较短的一方进行V等分的方式，***V-1个点。

此时，在s（n）与s（n+1）之间***的第v个（1≦v<V）的信号点s_add（n，v）如下式（2）所示。在下式（2）中，*表示复共轭，f_arg（x）成为使x的偏角在[-π、π]的范围内循环的函数。

【数学式2】

s_add(n，v)=s(n)·exp[j·f_arg{s(n+1)·s(n)*}·v/V]   ···(2)

作为一个例子，图2示出V=2、4的情况的插值的情形。在图2中在IQ平面上示出插值的情形。另外，黑圈所示的奈奎斯特点的意思是指，在过采样前的信号中存在的点（即，s（n））。

通过利用这样的插值方法进行过采样，将k设为0以上的整数而用下式（3）表示过采样后的信号s_ovs（n）。该信号s_ovs（n）的长度是VN。

【数学式3】

以下说明进行这样的插值方法的理由。通过如上述（a）那样***振幅C的信号，插值处理后的信号也能够成为振幅恒定的恒定包络线信号。但是，如果之后通过频带限制滤波器进行频带限制，则由于频带外信号被去除的影响，时域信号的振幅变化，不成为振幅恒定（即，PAPR大于0dB）。此时，如果能够尽可能减小由滤波器去除的频带外信号，则能够使滤波器通过后的信号的PAPR接近0dB。

因此，在本实施方式的发送机中，相位插值部12通过上述（b）那样的方法***振幅C的信号。插值处理前的信号s（n）的每1采样的相位的变化量Δθ₁是-π≦Δθ₁<π，所以插值处理后的信号s_ovs（n）的每1采样的相位的变化量Δθ_ovs满足-π/V≦Δθ_ovs<π/V。一般地，恒定包络线信号的每1采样的相位的变化量Δθ为-π≦Δθ<π，所以s_ovs（n）的每1采样的相位的变化量成为通常的恒定包络线信号的1/V。无法将每1采样的相位的变化量减小其以上，所以该插值方法可以说是使每1采样的相位的变化量成为最小的插值方法。

另一方面，对相位进行时间微分而得到的结果成为角频率。因此，每单位时间的相位的变化量越小的信号，该信号具有的高频分量越小。如上所述，本实施方式的插值方法是能够使每1采样的相位的变化量成为最小的方法，所以可以说是使过采样后的信号具有的高频分量成为最小的方法。即，是能够使通过后级的频带限制滤波器来去除的频带外信号成为最小的方法。其结果，能够使滤波器通过后的信号的PAPR接近0dB。

作为一个例子，考虑对下式（4）所示的信号s（n）进行过采样的情况。

【数学式4】

$s\left(n\right)=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}{n}^2\right)...\left(4\right)$

针对该信号s（n）通过（i）如以往例那样***0信号来进行了过采样的情况、通过（ii）相位插值进行了过采样的情况的信号的谱如图3所示。其中，图是s_ovs（n）、即对频带限制滤波器输入之前的信号的谱。另外，过采样数V是4。

如图所示，在通过相位插值进行了过采样的情况下，信号的高频分量相比于***0信号来进行了过采样的情况变得非常小。由于进行4倍过采样，所以在频带限制滤波器中，信号被限制为图示的范围的1/4的频带、即横轴为-4096～4096的范围。此时，可知由滤波器去除的频带外信号与***0信号的情况相比充分小。

这样，根据相位插值部12进行的过采样，能够减小在后级的滤波处理中去除的频带外信号。

频带限制滤波器13是用于去除发送信号的频带外信号的滤波器，将从相位插值部12输出的信号作为对象而进行滤波。一般地，使用根滚降滤波器的情况较多，但在本实施方式中，滤波器的种类没有特别限定。

D/A变换部14将来自频带限制滤波器13的输出信号从数字信号变换为模拟信号。

功率放大部15对从D/A变换部14输出的模拟发送信号的功率进行放大。由于本实施方式的发送信号的PAPR小，所以能够使该功率放大部15中的回退充分小。

天线16将由功率放大部15放大之后的模拟发送信号朝向对方装置（接收机）发送。

另外，如已经说明，能够通过相位插值部12中的相位插值处理制作频带外功率充分小的信号。因此，也不一定需要频带限制滤波器13，也能够不设置本滤波器。在该情况下，来自相位插值部12的信号被直接输入到D/A变换部14。根据这样的结构，由于不会由滤波器去除频带外信号，所以能够使PAPR完全成为0dB。

另外，在本实施方式中说明了对调制后的信号进行过采样的情况。但是，本实施方式的方法不仅限于调制后的信号，而能够使用于各种信号。即使在将例如振幅恒定的序列（例如CAZAC序列）作为导频信号而原样地发送那样的情况下，也能够使用本实施方式的方法。在该情况下，不需要图1所示的调制部11，将想要发送的序列直接输入到相位插值部12而实施以后的处理即可。

这样，本实施方式的发送机在以过采样数V对将信息序列进行调制而得到的振幅恒定的恒定包络线信号进行过采样时，在恒定包络线信号的各采样点之间，等间隔地（以使包括恒定包络线信号的各采样点的各信号的相位变化量成为相同的方式），分别***振幅与该恒定包络线信号相同的V-1个信号。由此，即使在对振幅恒定的恒定包络线信号进行过采样，并对其结果得到的信号进而进行频带限制来生成发送信号的情况下，也能够生成将PAPR抑制得较低的发送信号。其结果，能够减小功率放大部中的回退，能够提高功率放大部的工作效率。

实施方式2.

图4是示出实施方式2的发送机的结构例的图。本实施方式的发送机是将在实施方式1中说明的发送机（参照图1）的频带限制滤波器13置换为DFT部21、频带限制滤波器22、自折叠操作部23以及IDFT部24的结构。这些以外的各部与实施方式1的发送机相同，所以附加相同的符号而省略说明。

根据实施方式1的发送机，能够生成PAPR小的发送信号。但是，以往的***0信号的过采样方法是不会由于后级的频带限制滤波器而产生波形失真的唯一的方法，在利用实施方式1的发送机的过采样中，通过后级的频带限制滤波器，产生波形失真。因此，如果应用利用实施方式1的发送机的过采样，则能够将PAPR抑制得较低，另一方面，存在接收机中的灵敏度特性劣化，错误率特性劣化的问题。因此，在本实施方式中，说明能够降低该错误率特性的劣化的发送机。

在本实施方式的发送机中，在DFT部21中，通过VN点DFT（Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换），将从相位插值部12输出的相位插值后的信号变换为频域的信号，在频域中，通过频带限制滤波器22进行频带限制。此处，与实施方式1同样地，将相位插值后的时域信号设为s_ovs（n）。此时，如果将DFT后的信号设为S_OVS[k]、将由频带限制滤波器22进行频带限制后的信号设为S_FIL[k]、将通过频带限制滤波器22去除的信号设为S_CUT[k]，则它们作为频域的信号如下式（5）所示。

S_OVS[k]=F[s_ovs（n）]

S_FIL[k]=S_OVS[k]H[k]

S_CUT[k]=S_OVS[k]（H_max-H[k]）…（5）

其中，H[k]表示频带限制滤波器22的频率特性、H_max表示|H[k]|的最大值、F[x（n）]表示x（n）的DFT。图5示出|H[k]|的例子。如图所示，以-VN/2≦k<VN/2来定义H[k]。

即，在频带限制滤波器22中，通过对DFT后信号S_OVS[k]乘以滤波器频率特性H[k]，得到频带限制后信号S_FIL[k]。另外，通过对DFT后信号S_OVS[k]乘以H_max-H[k]而还得到通过频带限制处理去除的信号S_CUT[k]。频带限制滤波器22将这些信号S_FIL[k]以及S_CUT[k]输出到自折叠操作部23。

自折叠操作部23将从频带限制滤波器22输入的S_CUT[k]的一部分、或者全部加到S_FIL。此时，并非原样地进行加法，而是在频带内（S_FIL的频带内）对S_CUT[k]折叠地进行加法。将其称为自折叠操作。

此处，对自折叠操作具体地进行说明。

如图5所示，

在成为|H[k]|=0的k中，

将在k<0中最大的k设为k=-N/2-a、

将在k>0中最小的k设为k=N/2+d、

另外，在成为|H[k]|=H_max的k中，

将在k<0中最小的k设为k=-N/2+b、

将在k>0中最大的k设为k=N/2-c。

其中，a～d设为0以上的实数。在作为频带限制滤波器22使用根滚降滤波器、满滚降滤波器（full roll-off filter）的情况下，成为a=b=c=d。

在自折叠操作中，依照以下的式（6）～（9），对S_FIL加上S_CUT[k]。其中，将自折叠操作后的信号设为S_FOLD[k]。

（I）在k<0的情况下

在-N/2≦k<0的情况下

S_FOLD[k+N]=S_FIL[k+N]+S_CUT[k]…（6）

在k<-N/2的情况下

S_FOLD[k+pN]=S_FIL[k+pN]+S_CUT[k]…（7）

其中，p是整数，选择p以使得-N/2≦k+pN<N/2。

（II）在k≧0的情况下

在0≦k<N/2的情况下

S_FOLD[k-N]=S_FIL[k-N]+S_CUT[k]…（8）

在k≧N/2的情况下

S_FOLD[k-pN]=S_FIL[k-pN]+S_CUT[k]…（9）

其中，p是整数，选择p以使得-N/2≦k-pN<N/2。

另外，在通过相位插值进行了V倍过采样的情况下，各信号的k的范围成为下式（10）所示的范围。

-VN/2≦k<VN/2…（10）

图6图示了依照上述式（6）～（9）进行的自折叠操作。

另外，图7示出过采样数V=2的情况的自折叠操作的例子。由于V=2，所以根据上式（10）按-N≦k<N来定义信号。另外，图8示出过采样数V=4的情况的自折叠操作的例子。由于V=4，所以根据式（10）按-2N≦k<2N来定义信号。

另外，如上所述，在自折叠操作部23中，将S_CUT[k]的一部分、或者全部加到S_FIL。即，无需针对满足-VN/2≦k<VN/2的k，将所有S_CUT[k]加到S_FIL，而也可以是一部分。在针对一部分的k进行加法的情况下，该k的选择方法可以是任意的方法。其中，针对越多的k进行加法，越能够降低错误率的劣化。

接下来，示出将S_CUT[k]的一部分加到S_FIL的例子。

通过使用图5所示的特性的频带限制滤波器22，滤波器通过后信号S_FIL[k]的频带被限制为-N/2-a≦k<N/2+d。但是，在自折叠操作时通过式（6）、（8）进行信号的加法的情况下，有在S_FIL[k]的N/2+d≦k<N、-N≦k<-N/2-a的范围中也对信号进行加法的可能，其结果，存在S_FOLD[k]的频带比S_FIL[k]的频带变得更宽的可能性。为了防止该现象，考虑在N/2+d≦k<N、-N≦k<-N/2-a的范围中不对信号进行加法这样的方法（参照图9）。当然，如果S_FOLD[k]的频带比S_FIL[k]的频带变得更宽不会有问题，则也可以将S_CUT[k]的全部加到S_FIL。

或者，作为更简单的方法，也可以将处于TH_L≦k<TH_H的范围内的S_CUT[k]加到S_FIL。此处，TH_L、TH_H是任意的实数。

通过以上那样的自折叠操作，使一度通过频带限制滤波器22被去除的信号再次返回到发送信号内，所以能够降低在实施方式1中发生的波形失真。另外，只不过仅在频带内重叠同一信号，所以不会使PAPR大幅增加，而能够实现与实施方式1等同的PAPR。

将通过以上那样的自折叠操作制作的信号S_FOLD[k]输入到IDFT部24，通过VN点IDFT（Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换）变换为时域信号。之后的工作与实施方式1相同。

另外，关于本实施方式的DFT/IDFT处理，在点数为2的幂乘的情况下，也可以使用FFT/IFFT。

如上所述，在本实施方式中，在频域中通过频带限制滤波器22进行频带限制。以往，并非频域而在时域中进行利用频带限制滤波器的频带限制的情况较多，但在该情况下，无法得到由滤波器去除的信号S_CUT[k]。因此，在本实施方式中，在频域中通过频带限制滤波器进行频带限制。

另外，对长度VN的信号进行DFT部21、频带限制滤波器22、自折叠操作部23、IDFT部24的处理。因此，在将从相位插值部12输入的信号的长度设为L时，在L大于VN的情况下，分割为长度VN的信号，对分割了的各个信号进行DFT部21以后的处理。然后，将从IDFT部24输出的长度VN的信号结合，再次设为长度L的信号。

此处，在将从IDFT部24输出的长度VN的信号结合时，存在信号的不连续性成为问题的可能性。因此，在将从IDFT部24输出的长度VN的信号结合时，也可以如图10所示，***被称为保护间隔（GI：Guard Interval）的信号。该保护间隔与在OFDM（OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用）中一般地使用的间隔等同。保护间隔在接收机中不被解调而被丢弃，内容可以是任意的。也可以设为全0，或者也可以如图11那样拷贝长度VN的信号的结束的部分。图11所示的保护间隔特别地被称为循环前缀（CP：CyclicPrefix）。

频带限制滤波器一般使用根滚降滤波器的情况较多，但与实施方式1同样地，在本实施方式中，滤波器的种类也没有特别限定。此处，使用公式，来说明不依赖于滤波器的种类，而能够通过自折叠操作完全去除频带限制滤波器所致的波形失真的影响。以下，为了简化，设为过采样数V=2来进行说明，但即使在V>2的情况下也能够同样地考虑。

将相位插值前的信号设为上式（1）所示的恒定包络线信号s（n）。为了考察更良好的滤波器的条件，考虑用公式表达首先对该信号以2倍进行相位插值，进而进行自折叠操作的情况的自折叠操作后的信号。

如果将对s（n）进行N点DFT而得到的结果设为S[k]，则该S[k]如下式（11）所示。

【数学式5】

$S\left[k\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}...\left(11\right)$

将对s（n）进行2倍插值而得到的信号设为s_ovs（n）。如果将s_ovs（n）的2N点DFT结果设为S_OVS[k]，则它是长度2N的序列，如下式（12）所示。其中，A[k]是仅对在对s（n）进行2倍插值时追加的N个信号进行N点DFT而得到的结果。

【数学式6】

$\begin{array}{c}S\_\mathrm{OVS}\left[k\right]=\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\_\mathrm{ovs}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{nk}}\\ =\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(s\_\mathrm{ovs}\left(2n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\&CenterDot;2n\&CenterDot;k}+s\_\mathrm{ovs}(2n+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\&CenterDot;(2n+1)\&CenterDot;k})\\ =\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(s\_\mathrm{ovs}\left(2n\right)+s\_\mathrm{ovs}(2n+1)e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k})e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}\\ =\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(s\left(n\right)+s\_\mathrm{ovs}(2n+1)e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k})e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}},\left(\underset{.}{\stackrel{..}{.}s\_\mathrm{ovs}\left(2n\right)=s\left(n\right)}\right)\\ =S\left[k\right]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\_\mathrm{ovs}(2n+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}\\ =S\left[k\right]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\left(\stackrel{..}{.}A\right[k]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}s\_\mathrm{ovs}(2n+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}})\end{array}...\left(12\right)$

将频带限制滤波器的频率特性设为H[k]（0≦k<2N）。另外，将|H[k]|的最大值设为H_max。如果将通过该滤波器对S_OVS[k]进行了频带限制的信号设为S_FIL[k]、将由滤波器去除的信号设为S_CUT[k]，则这些信号如下式（13）所示。

S_FIL[k]=S_OVS[k]H[k]  （0≦k<2N）

S_CUT[k]=S_OVS[k]（H_max-H[k]）  （0≦k<2N）…（13）

如果将进一步进行了自折叠操作之后的信号设为S_FOLD[k]，则该信号如以下的式（14）或者式（15）所示。

【数学式7】

在0≤k<N的情况下

$\begin{array}{c}S\_\mathrm{FOLD}\left[k\right]=S\_\mathrm{FIL}\left[k\right]+S\_\mathrm{CUT}[k+N]\\ =S\_\mathrm{OVS}\left[k\right]H\left[k\right]+S\_\mathrm{OVS}[k+N]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N\left]\right)\\ =\left(S\right[k]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;H\left[k\right]+\left(S\right[k+N]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}(k+N)}A[k+N\left]\right)\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N\left]\right)\\ =\left(S\right[k]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;\left[k\right]+\left(S\right[k]-e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N\left]\right)\\ \left(\stackrel{..}{.}S\right[k+N]=S[k],A[k+N]=A[k\left]\right)\\ =S\left[k\right]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N]+H[k\left]\right)+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\&CenterDot;\left(H\right[k]+H[k+N]-H_{\max })\end{array}...\left(14\right)$

【数学式8】

在N≤k<2N的情况下

$\begin{array}{c}S\_\mathrm{FOLD}\left[k\right]=S\_\mathrm{FIL}\left[k\right]+S\_\mathrm{CUT}[k-N]\\ =S\_\mathrm{OVS}\left[k\right]H\left[k\right]+S\_\mathrm{OVS}[k-N]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k-N\left]\right)\\ =\left(S\right[k]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;H\left[k\right]+\left(S\right[k-N]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}(k-N)}A[k-N\left]\right)\&CenterDot;(H_{\max }-H[k-N\left]\right)\\ =\left(S\right[k]+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;H\left[k\right]+\left(S\right[k]-e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A[k\left]\right)\&CenterDot;(H_{\max }-H[k-N\left]\right)\\ \left(\stackrel{..}{.}S\right[k-N]=S[k],A[k-N]=A[k\left]\right)\\ =S\left[k\right]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k-N]+H[k\left]\right)+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\&CenterDot;\left(H\right[k]+H[k-N]-H_{\max })\end{array}...\left(15\right)$

接下来，如果将IDFT后的信号设为s_fold（n），则如下式（16）所示。

【数学式9】

此处，如果分为n是偶数的情况、奇数的情况，则成为以下那样。

【数学式10】

$\begin{array}{c}s\_\mathrm{fold}\left(2n\right)=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(S\_\mathrm{FOLD}[k]+S\_\mathrm{FOLD}[k+N\left]\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}},(0\&le;n<N)\\ s\_\mathrm{fold}(2n+1)=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(S\_\mathrm{FOLD}[k]-S\_\mathrm{FOLD}[k+N)e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}},(0\&le;n<N)\end{array}...\left(17\right)$

此处，信号被2倍过采样，在接收侧在下采样之后进行解调处理。s_fold（2n+1）对应于为了过采样而***的信号，所以在接收侧在下采样时被去除。因此，仅s_fold（2n）对接收机中的错误率特性造成影响。

因此，如果为了导出s_fold（2n），首先根据式（14）以及（15）计算0≦k<N下的S_FOLD[k]+S_FOLD[k+N]，则成为以下那样。

【数学式11】

$\begin{array}{c}S\_\mathrm{FOLD}\left[k\right]+S\_\mathrm{FOLD}[k+N]\\ =s\left[k\right]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N]+H[k\left]\right)+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\&CenterDot;\left(H\right[k]+H[k+N]-H_{\max })\\ +S[k+N]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k]+H[k+N\left]\right)+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}(k+N)}A[k+N]\&CenterDot;\left(H\right[k+N]+H[k]-H_{\max })\\ =S\left[k\right]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k+N]+H[k\left]\right)+e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\&CenterDot;\left(H\right[k]+H[k+N]-H_{\max })\\ +S\left[k\right]\&CenterDot;(H_{\max }-H[k]+H[k+N\left]\right)-e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{N}k}A\left[k\right]\&CenterDot;\left(H\right[k+N]+H[k]-H_{\max })\\ \left(\stackrel{..}{.}S\right[k+N]=S[k],A[k+N]=A[k],e^{-\mathrm{j\&pi;}}=-1)\\ ={2H}_{\max }S\left[k\right](0\&le;k<N)\end{array}...\left(18\right)$

因此，s_fold（2n）成为如以下那样。

【数学式12】

$\begin{array}{c}s\_\mathrm{fold}\left(2n\right)=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(S\_\mathrm{FOLD}[k]+S\_\mathrm{FOLD}[k+N\left]\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}\\ =\frac{{2H}_{\max }}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}S\left[k\right]e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}\\ =H_{\max }s\left(n\right)(0\&le;n<N),(\stackrel{..}{.}s\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}S[k\left]e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nk}}\right)\end{array}...\left(19\right)$

因此，s_fold（2n）成为相位插值前的信号s（n）的常数倍（=H_max倍）。即，不会受到频带限制滤波器所致的波形失真的影响。由此，能够通过自折叠操作防止错误率特性的劣化。

到此，使用公式，说明了能够通过自折叠操作防止频带限制滤波器所致的波形失真所引起的错误率特性的劣化。在利用该公式的说明中，完全未使用通过相位插值进行过采样、以及调制信号s（n）是恒定包络线信号。因此，关于自折叠操作，只要是对过采样后的信号应用滤波器的情况，则可以应用于任意的情况。还能够应用于不使用相位插值的情况，并且，还能够应用于调制信号并非恒定包络线信号的情况。

在例如抑制OFDM信号的PAPR的方法之一中，有被称为clip-and-filter的例子。在该方法中，反复进行由滤波器去除高频分量的处理，但此时考虑能够应用自折叠操作，将由滤波器去除的频带外信号的一部分或者全部在频带内折叠而进行加法，来防止错误率特性的劣化。

此处，作为一个例子，图15示出图14的各种因素的情况的BER（Bit Error Rate）特性的例子。“实施方式1”是如实施方式1所述通过相位插值仅进行过采样的情况、“实施方式2”是如本实施方式所述进行利用相位插值的过采样、以及自折叠操作的情况。根据图15，可知通过进行自折叠操作而BER特性提高。例如，在BER=1.0e-6点处提高1.6dB。

这样，本实施方式的发送机在按照与实施方式1的发送机相同的步骤实施了插值处理之后，在频域中，通过频带限制滤波器进行频带限制，并且针对频带限制实施后的信号，将由频带限制滤波器去除了的信号（频带外信号）的一部分或者全部在频带内折叠而进行加法。由此，能够降低在采用了实施方式1的结构的情况下产生的波形失真、即通过在相位插值之后应用频带限制滤波器而产生的波形失真。其结果，能够降低在实施方式1的发送机中错误率特性劣化的问题。另外，本实施方式的自折叠操作只不过在频带内折叠同一信号，所以不会由于该处理而使PAPR大幅增加，能够实现与实施方式1等同的PAPR。

产业上的可利用性

如以上那样，本发明的发送机作为发送将PAPR抑制得较低的信号的发送机是有用的，特别适用于对恒定包络线信号进行过采样来生成发送信号的发送机。

Claims (8)

1.一种发送机，对调制信号进行过采样来生成发送信号，其特征在于，具备：

调制单元，对信息序列实施调制处理来生成恒定包络线信号；以及

插值单元，在所述恒定包络线信号的各信号点之间，以使包括原来的信号点的各信号点成为等间隔的方式，***振幅与该信号点相同的规定数目的信号。

2.根据权利要求1所述的发送机，其特征在于，

在将所述恒定包络线信号的信号点设为s（k）（其中，k=0，1，…，n-1，n，n+1，…），将过采样数设为V时，

所述插值单元

在对s（n）与s（n+1）之间进行插值的情况下，以在IQ平面上对以s（n）以及s（n+1）为两端的弧中的短的一方进行V等分的方式，***V-1个信号点。

3.根据权利要求1或者2所述的发送机，其特征在于，

还具备频带限制滤波器单元，该频带限制滤波器单元对实施了由所述插值单元进行的信号***处理之后的信号进行频带限制。

4.根据权利要求1或者2所述的发送机，其特征在于，具备：

信号变换单元，将实施了由所述插值单元进行的信号***处理之后的信号变换为频域的信号；以及

频带限制滤波器单元，对从所述信号变换单元输出的频域信号进行频带限制，并且将通过该频带限制去除了的信号即频带外信号的一部分或者全部在未通过该频带限制去除的信号即频带内信号的频带内折叠而加到该频带内信号。

5.根据权利要求4所述的发送机，其特征在于，

当将在所述频带限制中使用的滤波器的频率特性设为H[k]（0≦k<VN）、将|H[k]|的最大值设为H_max、将过采样数设为V时，

所述滤波器的频率特性H[k]满足以下的条件，

H[k]+H[k+（V-1）N]=H_max（0≦k<N）

H[k]=0（N≦k<（V-1）N）。

6.一种发送方法，由对调制信号进行过采样而生成发送信号的发送机执行，其特征在于，包括：

恒定包络线信号生成步骤，对信息序列实施调制处理来生成恒定包络线信号；

信号***步骤，在所述恒定包络线信号的各信号点之间，以使包括原来的信号点的各信号点成为等间隔的方式，***振幅与该信号点相同的规定数目的信号；

DA变换步骤，将执行所述信号***步骤而得到的信号变换为模拟信号；以及

信号发送步骤，对执行所述DA变换步骤而得到的模拟发送信号进行放大来发送。

7.根据权利要求6所述的发送方法，其特征在于，

还包括频带限制步骤，该频带限制步骤对执行所述信号***步骤而得到的信号进行频带限制，

在所述DA变换步骤中，将执行所述频带限制步骤而得到的信号而不是执行所述信号***步骤而得到的信号变换为模拟信号。

8.根据权利要求6所述的发送方法，其特征在于，还包括：

第1信号变换步骤，将执行所述信号***步骤而得到的信号变换为频域的信号；

频带限制步骤，对执行所述第1信号变换步骤而得到的频域信号进行频带限制，并且将通过该频带限制去除了的信号即频带外信号的一部分或者全部在未通过该频带限制去除的信号即频带内信号的频带内折叠而加到该频带内信号；以及

第2信号变换步骤，将执行所述频带限制步骤而得到的信号变换为时域的信号，

在所述DA变换步骤中，将执行所述第2信号变换步骤而得到的信号而不是执行所述信号***步骤而得到的信号变换为模拟信号。

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