CN103780187A - 永磁同步电机高动态响应电流控制方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机高动态响应电流控制方法及***：首选通过采用一种改进的占空比更新策略，即在前半个控制周期中在计数器峰值处更新计算出新的占空比，并结合对q、d轴采取适合各自特点不同的电流内环调节控制策略，实现反馈值跟踪上指令值提前半个控制周期；其次，在转矩电流环采用预测控制并联纯积分消除因参数不准确带来的影响，同时为了保持***稳定性和易实现性，在励磁电流环采用PI控制，从而实现了本发明可进一步缩短控制延时，同时降低***参数敏感性。

Description

永磁同步电机高动态响应电流控制方法及***

技术领域

本发明涉及一种永磁同步电机技术，特别是永磁同步电机高动态响应电流控制方法及***。

背景技术

由于高效率、高功率密度、无碳刷等优点，永磁同步电机在高性能伺服场合获得了广泛应用，数控加工中心、工业机器人驱动等应用领域要求快速的电磁转矩响应以保证整个***的高动态性能，因此，与电磁转矩直接相关的电流环动态特性已成为衡量伺服性能最重要的指标之一。

永磁同步电机是一个多变量、强耦合、非线性的***，为了便于研究，往往做如下假设：定子三相绕组完全对称；忽略铁心饱和，不计涡流和磁滞损耗；转子上没有阻尼绕组，转子每相气隙磁势在空间呈正弦分布，同步旋转坐标系下，PMSM定子电压方程为：

u_d＝Ri_d+L_ddi_d/dt-ωL_qi_q                (1)

u_q＝Ri_q+L_qdi_q/dt+ωL_di_d+ωψ_f          (2)

式中，ud、uq是定子d、q轴电压，id、iq是定子电流，R为定子电阻，Ld、Lq是定子电感，ψf是永磁体磁链，ω为转子电角速度。

如图1所示，为现有的永磁同步电机矢量控制***的框图，***为双环结构，分别为速度外环和电流内环，对表贴式永磁同步电机，一般采用id＝0的控制策略；为了使***拥有动态性能，要求电流环具有快速的动态响应速度。

一般对永磁同步电机电流环的控制方法主要有PID(或PI)调节器、滞环控制、预测控制等，PID调节器结构简单、稳定可靠，目前在伺服***中应用最为广泛，PID调节器原理上是一种线性调节器，提高PID调节器增益可以提高***动态性能，但过大的增益会影响***稳定性，带来超调和噪声，实际应用中很难兼顾响应的快速性和稳定性，在高性能伺服中采用PID调节器难以达到所需要的电流环动态性能。

滞环控制快速性好，但这种Bang-Bang控制方式存在纹波大、开关频率不固定等缺陷，不适用于高性能控制场合，针对永磁同步电机数字化控制***，有学者从减少控制延时的角度提“双采样双更新(double sampling anddouble update，DSDU)”策略，在一个周期内两次采样电流，两次更新PWM占空比，提高电流动态响应速度，其代价是计算量加倍，对控制芯片处理速度要求较高，有学者采用前馈的方式实现d、q轴完全解耦以提高电流的动态控制性能。

预测控制可以实现对指令信号无超调的快速跟踪，但是它依赖被控对象的精确数学模型，对此提出了各种改进方法，如通过参数在线辨识的方法获取被控对象的精确数学模型，消除参数不准确对预测控制效果的影响，有学者基于无差拍预测控制原理，提出一种鲁棒电流控制算法，增强了***在模型参数不准确时的稳定性，有学者则采用放松的电流偏差约束条件和平滑的输出电压预测方法，增强了电机电感参数失配时***鲁棒性，但一定程度上降低了预测控制的动态性能，对于数字化控制***，基于无差拍控制方案，采用单采样单更新能将电流环控制延时缩短至2个控制周期。

现有的电流控制方法，如图1所示为永磁同步电机矢量控制***框图：忽略位置环的情况下，永磁同步电机矢量控制结构通常包括速度外环和电流内环，速度检测装置(比如码盘)获得电机转速，将其与速度指令比较后送入速度环PI调节器，经过调节后，速度环输出q轴电流指令即图1中的iqr；d轴方面，由于通常采用id＝0控制方式，因此d轴电流指令idr通常设置为零。两个电流指令分别与相应轴的电流反馈值iq、id比较并输入到对应的电流环调节器，这两个调节器再分别输出相应轴上需要施加的电压uq、ud。这样的uq、ud电压经过坐标反变换等步骤计算出三相占空比，最后变成合适的三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制；在现有技术中采用的调节器(速度环一个、电流环两个)不一定要用PI来实现，它们可以由其它的控制方法实现，图1中之所以画成了PI调节器，是因为PI调节器简单、容易实现，因而应用广泛且被多数人熟悉。

现有的基本的PMSM电流环预测控制方法，如图2所示，展示了电流环数字控制时的PWM更新时序，DSP进入主中断后，检测得到电流当前值(id(k)，iq(k))和角速度ω。运行速度环得到电流给定值(idr，iqr)，进一步运行电流环得到需要施加的电压矢量；受硬件限制，第k个控制周期(kTs)计算得到的电压矢量(ud(k+1)，uq(k+1))通常要等到第(k+1)个控制周期((k+1)Ts)期间再施加。等到该周期结束时，电流才有可能跟踪上本周期的电流指令信号(idr，iqr)。

数字控制方式原理上就存在控制延时：因为一个采样周期(或者说控制周期)内，由采样(比如此处对电流id、iq的采样)到计算出所需要的控制量(比如此处的电压ud、uq)肯定是需要时间的(不管DSP运算速度有多快，总是需要时间的)，这是数字控制方式原理上就无法避免的，此外，对于此处的电机控制这种特殊场合，前面的解释过程已经提到“uq、ud电压经过坐标反变换等步骤计算出三相占空比，最后变成合适的三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制。”这种电压施加方式以及DSP的硬件限制决定了控制量(即此处的电压)的施加必须在一个完整长度的控制周期内进行；以图2为例，比如DSP进入当前周期(kTs)(即上文提到的“本周期”)后开始施加某个值的电压(ud(k)，uq(k))，这个施加过程必须持续一个完整的采样周期或控制周期，中途是不能随意改变的；如果想要施加新的电压值，比如(ud(k+1)，uq(k+1))，则必须等到下一周期开始后才能进行，该控制量(即电压(ud(k+1)，uq(k+1)))有可能使得反馈值在下一周期结束时跟踪上本周期的指令值；因此“电流指令的跟踪延时最快是两个控制周期”，包括不能改变的本周期和起主要控制作用的下一周期。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述现有技术的不足而提供一种可以缩短电流控制延时时间，同时降低***参数敏感性的永磁同步电机高动态响应电流控制方法及***。

为了实现上述目的，本发明所设计的永磁同步电机高动态响应电流控制方法，包括对q轴和d轴的速度外环调节和电流内环调节，在q轴方面，通过速度检测获得电机转速，将其与速度指令比较后送入速度外环调节经过调节后，速度外环输出q轴电流指令iqr；在d轴方面，由于通常采用id＝0控制方式，因此d轴电流指令idr通常设置为零，两个电流指令iqr与idr分别与相应轴的电流反馈值iq、id比较并输入到对应的电流内环调节经过调节后分别输出相应轴上需要施加的电压uq、ud，这样的uq、ud电压经过坐标反变换等步骤计算出三相占空比，最后变成合适的三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制，所述占空比的更新策略采用在前半个控制周期中在计数器峰值处更新计算出新的占空比，并结合对q、d轴采取适合各自特点不同的电流内环调节控制策略，实现反馈值跟踪上指令值提前半个控制周期。

为了进一步的减少控制延时，提高动态响应，所述的q轴的电流内环调节控制策略采用基本预测控制，而id对电磁转矩无贡献，对其动态性能要求并不高，所述d轴的电流内环调节控制策略采用PI调节，以避免预测控制因参数设置不准确而导致稳态误差等问题。

由于预测控制时被控对象模型的使用造成预测控制对***参数比较敏感，如果参数稍微有不准确，那么计算出来的电压就不是我们预期希望得到的电压值了，因此在基本预测控制方法中并联纯积分环节。

通过提前半个控制周期，与基本预测控制进行结合，使得第k个控制周期(kTs)计算得到的电压矢量(ud(k+1)，uq(k+1))能够等到第(k+0.5)个控制周期((k+0.5)Ts)期间再施加”，因此所述q轴电压的计算公式为：

$\frac{(U_q\left(k\right)+2U_q(k+1))}{3}=R\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}+$

$L_q\frac{(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{1.5T_s}+\mathrm{\ω}{L}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\ψ}}_f---\left(5\right)$

其中，(id(k)，iq(k))为当前周期的采样值，(idr，iqr)为期望值、R为电阻、Lq为q轴的电感、ψ_f为所述的永磁同步电机的永磁体磁链。

一种永磁同步电机高动态响应电流控制的***，包括通过信号连接起来的速度检测装置、速度PI调节装置、电流PI调节装置、基本预测控制装置、逆变器和坐标变换装置，在基本预测控制装置输出端和逆变器的输入端之间加入有纯积分控制装置的输出信号；所述的速度检测装置得到永磁同步电机的转速信号与预先给定的速度指令信号进行比较叠加后，与速度PI调节装置的输入端连接；所述的坐标变换装置与永磁同步电机连接得到q、d轴的电流反馈值iq、id；所述速度PI调节装置的输出端与对应的电流反馈值iq进行比较叠加后，与纯积分控制装置的输入端连接；所述的速度PI调节装置的输出端还与基本预测控制装置的输入端连接；所述基本预测控制装置的输入端还连接有对应的电流反馈值iq；所述基本预测控制装置的输出端与纯积分控制装置的输出端信号进行叠加后；得到q轴的电压uq并与逆变器的输入端连接；d轴电流指令idr与之对应的电流反馈值id进行比较叠加后，与电流PI调节装置的输入端连接，得到d轴的电压ud；并与逆变器的输入端连接；所述逆变器的输出端连接永磁同步电机；

本发明得到的永磁同步电机高动态响应电流控制方法及***，首先，提出一种改进的占空比更新策略，在电力电子开关周期内单次采样单次PWM比较值更新的前提下，使电流控制延时进一步缩短到1.5个控制周期；其次，在转矩电流环采用预测控制环节并联积分器消除因参数不准确带来的影响，同时为了保持***稳定性和易实现性，在励磁电流环采用PI控制，实现了本发明可进一步缩短控制延时，同时降低***参数敏感性。

附图说明

图1是现有技术中永磁同步电机矢量控制***框图；

图2是现有技术中PWM占空比更新时序图；

图3是为本发明的高动态响应电流控制的***框图；

图4是为本发明的PWM占空比更新时序图；

图5是R增大50％两种控制方法仿真结果图；

图6是ψf增大50％两种控制方法仿真结果图；

图7是两种控制方法暂态过程的仿真结果图；

图8是电阻增大50％两种控制方法实验结果图；

图9是PI调节器控制策略的暂态波形图；

图10是基本预测控制方法的暂态波形图；

图11是本发明提出的控制方法的暂态波形图。

图中：速度检测装置1、速度PI调节装置2、电流PI调节装置3、基本预测控制装置4、逆变器5、坐标变换装置6、纯积分控制装置7。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

实施例：

如图3、图4所示，本发明提供的永磁同步电机高动态响应电流控制方法，包括对速度外环调节和电流内环调节，在q轴方面，通过速度检测获得电机转速，将其与速度指令比较后送入速度外环调节经过调节后，速度外环输出q轴电流指令iqr；在d轴方面，由于通常采用id＝0控制方式，因此d轴电流指令idr通常设置为零，两个电流指令iqr、idr分别与相应轴的电流反馈值iq、id比较并输入到对应的电流内环调节经过调节后分别输出相应轴上需要施加的电压uq、ud，这样的uq、ud电压经过坐标反变换等步骤计算出三相占空比，最后变成合适的三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制，所述占空比的更新策略采用在前半个控制周期中在计数器峰值处更新计算出新的占空比，并结合对q、d轴采取适合各自特点不同的电流内环调节控制策略，实现反馈值跟踪上指令值提前半个控制周期；所述的q轴的电流内环调节控制策略采用基本预测控制，所述d轴的电流内环调节控制策略采用PI调节；基本预测控制的基本原理是如果以电流的当前周期采样值(id(k)，iq(k))和期望值(idr，iqr)为始末两个点，默认转速在2Ts时间段内保持不变，对公式(1)和公式(2)进行离散化，得到公式(3)和公式(4)；由于进入第k个控制周期后，(id(k)，iq(k))、(idr，iqr)、(ud(k)，uq(k))、ω等是已知的，因此可求出(ud(k+1)，uq(k+1))，由于(ud(k+1)，uq(k+1))的求解过程符合永磁同步电机数学模型即公式(1)和公式(2)，因此理论上该电压值可以把电机d、q轴电流从当前状态(id(k)，iq(k))调整到期望状态(idr，iqr)，延时为两个控制周期。

$\frac{(U_d\left(k\right)+U_d(k+1))}{2}=R\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+$

$L_d\frac{(i_{d}r-i_d\left(k\right))}{2T_s}-\mathrm{\ω}{L}_q\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}---\left(3\right)$

$\frac{(U_q\left(k\right)+U_q(k+1))}{2}=R\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}+$

$L_q\frac{(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{{2T}_s}+\mathrm{\ω}{L}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+{\mathrm{\ω\ψ}}_f---\left(4\right)$

通过提前半个控制周期，即前半个控制周期中得到的新的占空比在计数器峰值处更新，不再等到下一周期开始后再更新，并与基本预测控制进行结合，这样的做法没有增加任何软硬件开销，仅要求在前半个周期计算出新的占空比值，这样对电流指令的响应提前了半个控制周期，在不提高采样率和PWM更新频率的前提下，使总的控制延时缩短至1.5个控制周期，根据上述公式(4)得到离散的电压方程如式(5)所示，

$\frac{(U_q\left(k\right)+2{U_q}_{}(k+1))}{3}=R\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}+$ $L_q\frac{(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{1.5T_s}+\mathrm{\ω}{L}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+{\mathrm{\ω\ψ}}_f---\left(5\right)$

其中，(id(k)，iq(k))为当前周期的采样值，(idr，iqr)为期望值、R为电阻、Lq为q轴的电感、ψ_f为所述的永磁同步电机的永磁体磁链。

由于实际应用中，基本预测控制使用到的永磁同步电机数学模型参数不一定准确，将使基本预测控制效果达不到理想状态；因此有必要分析基本预测控制的参数敏感性，由于d轴电流使用PI调节器控制，不存在参数敏感性问题，为此仅针对q轴转矩电流分析，假设电阻设置值存在误差ΔR，按公式(4)计算出来的电压Uq(k+1)应该如公式(6)所示，而实际的电流仍按公式(4)的规律变化，如公式(7)所示。

$\frac{(U_q\left(k\right)+{\hat{U}}_q(k+1))}{2}=(R+\mathrm{\ΔR})\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}$

$+L_q\frac{(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{2T_s}+\mathrm{\ω}{L}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+{\mathrm{\ω\ψ}}_f---\left(6\right)$

$\frac{(U_q\left(k\right)+{\hat{U}}_q(k+1))}{2}=R\frac{(i_q\left(k\right)+{\hat{i}}_{q}r)}{2}$

$+L_q\frac{({\hat{i}}_{q}r-i_q\left(k\right))}{2T_s}+{\mathrm{\ωL}}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+{\mathrm{\ω\ψ}}_f---\left(7\right)$

式(7)减式(6)，可以推导出以下关系

$\frac{{\hat{i}}_{q}r-i_{q}r}{i_{q}r}=\frac{\frac{\mathrm{\ΔR}}{R}}{\frac{1}{2}+\frac{L_q}{2T_{s}R}}---\left(8\right)$

同理，可以推导出磁链ψf和电感L(认为Ld＝Lq＝L)存在误差Δψf和ΔL情况下q轴电流的误差，分别如公式(9)与(10)所示

${\hat{i}}_{q}r-i_{q}r=\frac{\mathrm{\ω\Δ}{\mathrm{\ψ}}_f}{\frac{R}{2}+\frac{L_q}{2T_s}}---\left(9\right)$ ${\hat{i}}_{q}r-i_{q}r=\frac{\frac{\mathrm{\ΔL}}{L}(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{1+\frac{{\mathrm{RT}}_s}{L}}---\left(10\right)$

从公式(8)至公式(10)可知，电阻的偏差将引起q轴电流的稳态误差，二者的相对误差成线性关系；因此磁链偏差对电流的影响与电机运行状态有着直接的关系，表现在公式(9)中包含电机转速，转速越高，磁链偏差带来的影响也越大，由公式(10)可知电感偏差带来的影响主要体现在暂态过程中，过大的电感将造成电流超调。

因此为了消除因参数不准确可能出现的误差，在基本预测控制中并联纯积分环节，利用积分项对误差的累加作用来保证q轴电流对指令信号的准确跟踪，同理，对使用改进PWM更新策略的预测控制方法即公式(5)进行分析，结果如公式(11)——公式(13)所示，可以看出，控制延时的缩短可以降低对电阻、磁链的参数敏感性，但电感误差的影响基本不变。

$\frac{{\hat{i}}_{q}r-i_{q}r}{i_{q}r}=\frac{\frac{\mathrm{\ΔR}}{R}}{\frac{1}{2}+\frac{L_q}{1.5T_{s}R}}---\left(11\right)$

${\hat{i}}_{q}r-i_{q}r=\frac{\mathrm{\ω\Δ}{\mathrm{\ψ}}_f}{\frac{R}{2}+\frac{L_q}{1.5T_s}}---\left(12\right)$

${\hat{i}}_{q}r-i_{q}r=\frac{\frac{\mathrm{\ΔL}}{L}(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{1+\frac{1.5R{T}_s}{2L}}---\left(13\right)$

一种永磁同步电机高动态响应电流控制的***，包括通过信号连接起来的速度检测装置1、速度PI调节装置2、电流PI调节装置3、基本预测控制装置4、逆变器5和坐标变换装置6，在基本预测控制装置4输出端和逆变器5的输入端之间加入有纯积分控制装置7的输出信号；所述的速度检测装置1得到永磁同步电机的转速信号与预先给定的速度指令信号进行比较叠加后，与速度PI调节装置2的输入端连接；所述的坐标变换装置6与永磁同步电机连接得到q、d轴的电流反馈值iq、id；所述速度PI调节装置2的输出端与对应的电流反馈值iq进行比较叠加后，与纯积分控制装置7的输入端连接；所述的速度PI调节装置2的输出端还与基本预测控制装置4的输入端连接；所述基本预测控制装置4的输入端还连接有对应的电流反馈值iq；所述基本预测控制装置4的输出端与纯积分控制装置7的输出端信号进行叠加后；得到q轴的电压uq并与逆变器5的输入端连接；d轴电流指令idr与之对应的电流反馈值id进行比较叠加后，与电流PI调节装置3的输入端连接，得到d轴的电压ud；并与逆变器5的输入端连接；所述逆变器5的输出端连接永磁同步电机；所述的速度PI调节装置2将速度检测装置1检测到的永磁同步电机的电机转速与预先给定的速度指令信号进行比较叠加后的信号进行PI调节，获得q轴电流指令iqr；所述的电流PI调节装置3将d轴电流指令idr与之对应的电流反馈值id进行比较叠加后的信号进行电流控制，获得d轴的电压ud；所述基本预测控制装置4将q轴电流指令iqr与之对应的电流反馈值i进行快速跟踪；所述的纯积分控制装置7将q轴电流指令iqr与之对应的电流反馈值iq进行比较叠加的信号进行积分后，并与基本预测控制装置4跟踪的信号进行叠加，获得q轴的电压uq；所述逆变器5将d、q轴的电压信号ud、uq转换后变成合适的三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制。

根据本发明的控制方法进行仿真实验结果：在Simulink环境中搭建永磁同步电机矢量控制模型并进行仿真，将电机参数如表1所示，控制周期125μs，电流指令信号设置成如图5所示以模拟实际电机正反转，具体为加速阶段时间0.375s，幅值为7A，经过0.25s平滑降至1.75A，再经过0.25s的恒速运行阶段开始反向加速，如此往复；负载转矩为2N·m，方向与转速方向相反；转动惯量总和为0.08408kg.m2。

表1电机参数

Tab.l Parameters of the PMSM

q轴电流预测控制使用到的d轴电流是其采样值，因此控制效果与d轴电流的具体控制方法无关；如图5所示展示了电阻R增大50％的情况下，两种预测控制方法对q轴电流的控制效果，对比图4(a)、(b)可知，本发明得到的改进预测控制中并联纯积分环节的作用消除了参数不准确带来的影响。

如图6所示：展示的是磁链ψf增大50％的情况下，两种预测控制方法对q轴电流的控制误差，同样可知本发明得到的改进的预测控制方法消除了磁链误差带来的影响，如图7所示：(a)和(b)是两种预测控制方法对q轴电流的暂态波形，电流指令在某一时刻从-1.5A阶跃到1.5A。图中横坐标单位是***控制周期即125μs，可以看出，本发明得到的改进的预测控制方法对指令信号的响应提前了半个控制周期，延时为1.5个控制周期，与理论分析的结果吻合；相对于基本预测控制方法2个控制周期的延时，对电流指令信号的响应明显加快。

根据本发明的控制方法进行实验证明：在实验中使用一台表贴式永磁同步电机，参数与表1一致，使用TMS320LF28335的DSP实验平台，主频8kHz即控制周期125μs，设定实验条件与仿真一致，电机拖动测功机模拟的恒转矩负载，然后实验数据通过通信的方式由DSP传送到计算机。

如图8所示，展示了电阻增大50％的情况下，两种预测控制方法对q轴电流的控制效果，可以看到本发明消除了参数偏差带来的影响。

根据实验结果得到如图9、图10、图11依次为展示了PI调节器、基本预测控制方法及改进预测控制方法对q轴电流的暂态控制波形，电流指令在0.0375s时刻从-1.5A阶跃至1.5A。图中每个点代表一个控制周期即125μs，因此可以看到，PI调节器出现了常见的超调及振荡。而基本预测控制方法要在下一个周期开始后才能对指令信号作出响应，延时为两个周期，而我们本发明的预测控制方法由于采用了新型占空比更新策略，在当前周期结束时电流已经达到了阶跃信号的中间值，对指令的跟踪更迅速，因此根据仿真及实验证明本发明能够有效的缩短控制周期。

Claims (5)

1.一种永磁同步电机高动态响应电流控制方法，包括对q轴和d轴的速度外环调节和电流内环调节，在q轴方面，通过速度检测获得电机转速，将其与速度指令比较后送入速度外环调节，经过调节后，速度外环输出q轴电流指令iqr；在d轴方面，将d轴电流指令idr设置为零，两个电流指令iqr与idr分别与相应轴的电流反馈值iq、id比较并输入到对应的电流内环调节经过调节后分别输出相应轴上需要施加的电压uq、ud，这样的uq、ud电压经过坐标反变换步骤计算出三相占空比，最后输出三相电压波形施加到电机上，实现对电机的控制，其特征是：所述的经过坐标反变换步骤计算出三相占空比是采用在前半个控制周期中在计数器峰值处计算出新的占空比，并结合对q、d轴采取各自不同的电流内环调节控制，实现反馈值跟踪上指令值提前半个控制周期。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机高动态响应电流控制方法，其特征是：所述的q轴的电流内环调节控制采用基本预测控制，所述d轴的电流内环调节控制采用PI调节。

3.根据权利要求2所述的永磁同步电机高动态响应电流控制方法，其特征是：在基本预测控制中并联纯积分环节。

4.根据权利要求3所述的永磁同步电机高动态响应电流控制方法，其特征是：通过提前半个控制周期与基本预测控制进行结合，使得第k个控制周期(kTs)计算得到的电压矢量(ud(k+1)，uq(k+1))能够等到第(k+0.5)个控制周期((k+0.5)Ts)期间再施加，所述q轴电压的计算公式为：

$\frac{(U_q\left(k\right)+2U_q(k+1))}{3}=R\frac{(i_q\left(k\right)+i_{q}r)}{2}+$

$L_q\frac{(i_{q}r-i_q\left(k\right))}{1.5T_s}+\mathrm{\ω}{L}_d\frac{(i_d\left(k\right)+i_{d}r)}{2}+\mathrm{\ω}{\mathrm{\ψ}}_f---\left(5\right)$

其中，(id(k)，iq(k))为当前周期的采样值，(idr，iqr)为期望值、R为电阻、Lq为q轴的电感、ψ_f为所述的永磁同步电机的永磁体磁链。

5.一种永磁同步电机高动态响应电流控制***，包括通过信号连接起来的速度检测装置(1)、速度PI调节装置(2)、电流PI调节装置(3)、基本预测控制装置(4)、逆变器(5)和坐标变换装置(6)，其特征是：在基本预测控制装置(4)输出端和逆变器(5)的输入端之间加入有纯积分控制装置(7)的输出信号；所述的速度检测装置(1)得到永磁同步电机的转速信号与预先给定的速度指令信号进行比较叠加后，与速度PI调节装置(2)的输入端连接；所述的坐标变换装置(6)与永磁同步电机连接得到q、d轴的电流反馈值iq、id；所述速度PI调节装置(2)的输出端与对应的电流反馈值iq进行比较叠加后，与纯积分控制装置(7)的输入端连接；所述的速度PI调节装置(2)的输出端还与基本预测控制装置(4)的输入端连接；所述基本预测控制装置(4)的输入端还连接有对应的电流反馈值iq；所述基本预测控制装置(4)的输出端与纯积分控制装置(7)的输出端信号进行叠加后；得到q轴的电压uq并与逆变器(5)的输入端连接；d轴电流指令idr与之对应的电流反馈值id进行比较叠加后，与电流PI调节装置(3)的输入端连接，得到d轴的电压ud；并与逆变器(5)的输入端连接；所述逆变器(5)的输出端连接永磁同步电机。

Images