CN103746730A - Lte-a***中的两级码本选择方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种LTE-A***中的两级码本选择方法，其中，预编码矩阵W由一级码本码字W1和二级码本码字W2相乘得到，用户通过不同的准则分开选取W1和W2，并反馈相应的索引PMI1和PMI2。1、本发明适用于接收机端使用线性和非线性检测器的情况，在保证低运算复杂度的前提下，大大降低***误比特率。特别地，对于接收机端使用最大似然检测器、球形检测器等非线性检测器的情况，该方法能充分发掘非线性检测器的潜在性能优势。本发明适用于发射端交叉极化天线间距为λ/2和4λ（λ为传输电磁波波长）等情况，在这两种情况下均能表现出较好的误比特率性能。

Description

LTE-A***中的两级码本选择方法

技术领域

本发明涉及3GPP LTE-Advanced（第三代合作伙伴计划长期演进高版本）物理层传输技术领域，特别是涉及一种LTE-A***中的两级码本选择方法。

背景技术

随着无线互联网和多媒体移动通信的快速发展，用户对无线数据业务的需求日益增加，传统的无线通信***已不足以满足越来越高的对可靠性和大容量的需求。为此，国际通信标准化组织3GPP（第三代合作伙伴计划）开启了LTE-Advanced（长期演进高版本）的研究。MIMO（多输入多输出）闭环空分复用技术作为LTE-Advanced物理层传输技术中的核心技术，能够大幅提升无线通信***的容量和连接可靠性。

为更好地服务用户，LTE-Advanced下行链路支持的发送天线数从LTE所支持的4个提升至了8个。随着最高支持发送天线数的增加，闭环空分复用技术中的预编码技术也需做出相应调整。为此，LTE-Advanced重新设计和定义了一种双码本结构，用以支持8天线配置。在此结构下，预编码矩阵由两级码本中的码字相乘得到，即由代表信道宽带长时特性的一级码本中的码字W1，与代表信道窄带短时特性的二级码本中的码字W2，这两个码字相乘得到。在LTE-Advanced***8天线配置模式下，***采用两级码本对发送信号进行预编码，用户反馈的信息包含W1在一级码本中的索引PMI1和W2在二级码本中的索引PMI2。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种LTE-A***中的两级码本选择方法，其特点是分开搜索两级码本以避免联合搜索的复杂度，同时保证接收机端在使用线性和非线性检测器的情况下获得最优的误比特率性能。

根据本发明提供的LTE-A***中的两级码本选择方法，在所述两级码本选择方法中，预编码矩阵W由一级码本码字W1和二级码本码字W2相乘得到，用户通过不同的准则分开选取W1和W2，并反馈相应的索引PMI1和PMI2，所述两级码本选择方法具体包括如下步骤：

步骤1：对于整个传输带宽，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得全频带的信道矩阵；

步骤2：利用全频带的信道矩阵和最大化容量准则遍历一级和二级码本，搜索出最优的全频带一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1；

步骤3：对于每个子带，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得各子带的信道矩阵；

步骤4：对于不同的调制方式，限定发射星座点残差向量的搜索空间：对于每个子带，利用各子带的信道矩阵和最大化最小欧式距离准则，在相应的二级码本中搜索出最优的二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2。

优选地，对于步骤1，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得全频带的信道矩阵：

${\tilde{H}}_{\mathrm{wideband}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\right]$

其中，

表示全频带的信道矩阵，n=1,2,...,N_RB表示资源块RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，α表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

优选地，对于步骤2，通过如下形式的最大化容量准则确定一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1：

$({\hat{W}}_1,{\hat{W}}_2)=\underset{W_1\∈{\mathrm{\Ω}}_1,W_2\∈{\mathrm{\Ω}}_2}{\arg \max }{\log }_2|I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{W}_2^H{W}_1^H{\tilde{H}}_w^H{\tilde{H}}_w{W}_1{W}_2|$

其中，

表示通过最大化容量准则选出的一级码本码字和二级码本码字组合，

表示最终确定的一级码本码字，W₁和W₂分别表示一级码本码字和二级码本码字，Ω₁和Ω₂分别表示一级码本和二级码本，Ι表示单位阵，

表示噪声方差，

表示从步骤a中获得的全频带的信道矩阵，()^H表示矩阵共轭转置，||表示求行列式操作。

优选地，对于步骤3，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得各子带的信道矩阵：

${\tilde{H}}_{\mathrm{subband}}^{\left(i\right)}=\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\right]$

其中，

表示第i个子带的信道矩阵，i＝1,2,...,[N_RB/l]表示子带的序号，其中[]表示向下取整，l表示子带的宽度，即l个资源块RB，n=1,2,...,N_RB表示RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，β表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

优选地，对于步骤4，对于每个子带，通过如下形式的最大化最小欧式距离准则确定二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2：

其中，

表示所选的二级码本码字，W₂表示二级码本码字，Ω₂表示二级码本，

表示发射星座点残差向量，σ_e表示发射星座点残差向量集合，

表示从步骤3中获得的子带的信道矩阵，

表示从步骤b中获得的一级码本码字。

其中，

的生成过程如下：将

构造为一个r维列向量，r为当前信道矩阵的秩；对于不同的调制方式，

中的每一维元素均从相应的限定的发射星座点符号残差集合中选出，即

其中e_j表示

第j维元素，且e_j为相应的限定的发射星座点符号残差集合中的某个元素；

为非零向量；σ_e表示

所有可能取值的集合。

优选地，对于步骤4，通过如下形式的集合约束，限定不同调制方式下的发射星座点符号残差集合，从而减小搜索空间，降低运算复杂度：

对于QPSK调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\sqrt{2},-\sqrt{2},\sqrt{2}i,-\sqrt{2}i,\sqrt{2}+\sqrt{2}i,-\sqrt{2}+\sqrt{2}i,\sqrt{2}-\sqrt{2}i,-\sqrt{2}-\sqrt{2}i\},$

对于16QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{10}},-\frac{2}{\sqrt{10}},\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i\}$

对于64QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{42}},-\frac{2}{\sqrt{42}},\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i\}$

其中，i表示

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、本发明适用于接收机端使用线性和非线性检测器的情况，在保证低运算复杂度的前提下，大大降低***误比特率。特别地，对于接收机端使用最大似然检测器、球形检测器等非线性检测器的情况，该方法能充分发掘非线性检测器的潜在性能优势。

2、本发明适用于发射端交叉极化天线间距为λ/2和4λ（λ为传输电磁波波长）等情况，在这两种情况下均能表现出较好的误比特率性能。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明实施例提供的一种LTE-A***中的两级码本选择方法的流程图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明基于LTE-Advanced双码本的结构特点，提出了一种LTE-A***中的两级码本选择方法。该方法首先在全频带进行基于信噪比值加权的信道平均，得到全频带的信道矩阵，利用最大化容量准则确定一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1。其次，在各子带进行基于信噪比值加权的信道平均，得到各子带的信道矩阵，利用上一步得到的一级码本码字W1和最大化最小欧式距离准则确定二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2。本发明提供的码本搜索和选择方法可以保证接收机端在使用线性和非线性检测器的情况下获得最优的误比特率性能。并且，该方法具有较低的运算复杂度。进一步地，本发明适用于接收机端使用线性和非线性检测器的情况，在保证低运算复杂度的前提下，大大降低***误比特率。特别地，对于接收机端使用最大似然检测器、球形检测器等非线性检测器的情况，该方法能充分发掘非线性检测器的潜在性能优势。同时，本方法适用于发射端交叉极化天线间距为λ/2和4λ（λ为传输电磁波波长）等情况，在这两种情况下均能表现出较好的误比特率性能。假设***带宽为5MHz，即25个RB，发射机采用交叉极化的8天线阵列，极化方向相同两天线间间距为λ/2，接收机采用交叉极化的2天线阵列。

具体地，本发明提供的LTE-A***中的两级码本选择方法中，预编码矩阵W由一级码本码字W1和二级码本码字W2相乘得到，用户通过不同的准则分开选取W1和W2，并反馈相应的索引PMI1和PMI2。LTE-A***中的两级码本选择方法按以下步骤进行：

步骤1：对于整个传输带宽，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得全频带的信道矩阵；

步骤2：利用全频带的信道矩阵和最大化容量准则遍历一级和二级码本，搜索出最优的全频带一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1（Precoding Matrix Index1，预编码矩阵索引1）；

步骤3：对于每个子带，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得各子带的信道矩阵；

步骤4：对于不同的调制方式，限定发射星座点残差向量的搜索空间：对于每个子带，利用各子带的信道矩阵和最大化最小欧式距离准则，在相应的二级码本中搜索出最优的二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2（Precoding Matrix Index2，预编码矩阵索引2）。

其中：

所述的全频带的信道矩阵，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得：

${\tilde{H}}_{\mathrm{wideband}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\right]$

其中，所述的导频点处的信道估计矩阵用

表示，所述的导频点处的信噪比估计值用

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，且n=1,2,...,N_RB表示RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，α表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示全频带的信道矩阵，RB（Resource Block）表示资源块。

该基于信噪比值加权的信道平均方法可以在平坦衰落和深衰落场景下提供较为准确的全频带的信道矩阵。

所述的最大化容量准则表示为如下形式：

$({\hat{W}}_1,{\hat{W}}_2)=\underset{W_1\∈{\mathrm{\Ω}}_1,W_2\∈{\mathrm{\Ω}}_2}{\arg \max }{\log }_2|I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{W}_2^H{W}_1^H{\tilde{H}}_w^H{\tilde{H}}_w{W}_1{W}_2|$

其中，表示通过最大化容量准则选出的一级码本码字和二级码本码字组合，

表示最终确定的一级码本码字，W₁和W₂分别表示一级码本码字和二级码本码字，Ω₁和Ω₂分别表示一级码本和二级码本，Ι表示单位阵，

表示噪声方差，

表示从步骤1中获得的全频带的信道矩阵，()^H表示矩阵共轭转置，||表示求行列式操作。

该使用最大化容量准则确定一级码本码字的方法适用于发射端天线具有各种相关性的情况。

所述的索引PMI1为一级码本的反馈索引，用户在整个带宽内只反馈一个PMI1。所述的索引PMI2为二级码本的反馈索引，用户在每个子带内反馈一个PMI2。

所述的子带，根据LTE标准中的定义，其宽度在不同的***带宽下不同。

所述的各子带的信道矩阵，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得：

${\tilde{H}}_{\mathrm{subband}}^{\left(i\right)}=\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\right]$

其中，所述的导频点处的信道估计矩阵用

表示，所述的导频点处的信噪比估计值用

表示，且n=1,2,...,N_RB表示RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，β表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，i表示子带的序号，

表示第i个子带的信道矩阵，i＝1,2,...,[N_RB/l]表示子带的序号，其中[]表示向下取整，l表示子带的宽度（l个RB）。

该基于信噪比值加权的信道平均方法可以在平坦衰落和深衰落场景下提供较为准确的各子带的信道矩阵。

所述的对于不同的调制方式，限定的发射星座点残差集合可表示为如下形式：

对于QPSK调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\sqrt{2},-\sqrt{2},\sqrt{2}i,-\sqrt{2}i,\sqrt{2}+\sqrt{2}i,-\sqrt{2}+\sqrt{2}i,\sqrt{2}-\sqrt{2}i,-\sqrt{2}-\sqrt{2}i\},$

对于16QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{10}},-\frac{2}{\sqrt{10}},\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i\}$

对于64QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{42}},-\frac{2}{\sqrt{42}},\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i\}$

其中，i表示

所述的最大化最小欧式距离准则表示为如下形式：

其中，

表示所选的二级码本码字，W₂表示二级码本码字，Ω₂表示二级码本，

表示发射星座点残差向量，σ_e表示发射星座点残差向量集合，

表示从步骤3中获得的子带的信道矩阵，

表示从步骤2中获得的一级码本码字。

其中，

的生成过程如下：将

构造为一个r维列向量，r为当前信道矩阵的秩。对于不同的调制方式，

中的每一维元素均从相应的限定的发射星座点符号残差集合中选出，即

其中e_j表示

第j维元素，且e_j为相应的限定的发射星座点符号残差集合中的某个元素。中各维元素可以相同也可以不同，但必须保证为非零向量。σ_e表示所有可能取值的集合。

特别地，对于接收机端使用最大似然检测器、球形检测器等非线性检测器的情况，该使用最大化最小欧式距离准则选取二级码本码字W2的方法能充分发掘非线性检测器的潜在性能优势。

为了更清楚地解释本发明的目的、技术方案和优点，下面将结合附图及优选的具体实施例对发明进行详细描述。如图1所示，本发明优选的具体实施例提供的一种LTE-A***中的两级码本选择方法的流程图，该方法包括以下步骤：

步骤101：对于整个传输带宽，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得全频带的信道矩阵。具体方法如下：

由于一级码本为宽带长时码本，其在空间域中指示波束的照向，因此，其码字的更新频率根据用户空间位置变化的快慢而变化。假设在第k个子帧，在发射端改变预编码使用的一级码本码字。用N_Rx×N_Tx表示矩阵（N_Rx表示接收天线数，N_Tx表示发射天线数，此例中为2×8矩阵）

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵，用标量（单位为1）表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，其中，n＝1,2,...,N_RB表示RB的序号，p表示导频点的时频位置，α表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数。

利用第k个子帧导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，全频带的信道矩阵可通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得：

${\tilde{H}}_{\mathrm{wideband}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\right]$

其中，

表示全频带的信道矩阵，n=1,2,...,N_RB表示RB（Resource Block，资源块）的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，α表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

步骤102：从步骤101得到全频带的信道矩阵后，利用全频带的信道矩阵和最大化容量准则遍历一级和二级码本，搜索出最优的全频带一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1。具体方法如下：

将步骤101中得到的全频带的信道矩阵

代入如下所示的最大化容量准则的表达式：

$({\hat{W}}_1,{\hat{W}}_2)=\underset{W_1\∈{\mathrm{\Ω}}_1,W_2\∈{\mathrm{\Ω}}_2}{\arg \max }{\log }_2|I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{W}_2^H{W}_1^H{\tilde{H}}_w^H{\tilde{H}}_w{W}_1{W}_2|$

式中，

表示从步骤101中得到的全频带的信道矩阵，表示通过最大化容量准则选出的一级码本码字和二级码本码字组合，

表示最终确定的一级码本码字，W₁和W₂分别表示一级码本码字和二级码本码字，Ω₁和Ω₂分别表示一级码本和二级码本，Ι表示单位阵，表示噪声方差，()^H表示矩阵共轭转置，||表示求行列式操作。

在实际搜索算法中，对于所有可能的两级码本码字组合情况

均需通过下式计算其对应的信道容量

$C_{(W_1^{*},W_2^{*})}={\log }_2|I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{W}_2^{*H}{W}_1^{*H}{\tilde{H}}_w^H{\tilde{H}}_w{W}_1^{*}{W}_2^{*}|$

得到各可能的码字组合对应的信道容量后，选出在第k个子帧下，使上述信道容量最大化的两级码本码字组合

最终确定的一级码本码字即为该码字组合中的码字

其在一级码本中所对应的索引即为用户需要反馈的PMI1。

步骤103：对于每个子带，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得各子带的信道矩阵。具体方法如下：

由于二级码本为窄带短时码本，用于波束选择和相位补偿，其码字的更新频率高于一级码本码字的更新频率。另外，根据LTE-A标准中的规定，对于不同大小的***带宽，子带的宽度也是不同的。假设子带的宽度为l，并用i＝1,2,...,[N_RB/l]表示子带的序号，其中[]表示向下取整。与步骤101相似，假设在第k'个子帧，在发射端改变预编码使用的二级码本码字。利用第k'个子帧导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，第i个子带的信道矩阵可通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得：

${\tilde{H}}_{\mathrm{subband}}^{\left(i\right)}=\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\right]$

其中，

表示第i个子带的信道矩阵，i＝1,2,...,[N_RB/l]表示子带的序号，其中[]表示向下取整，l表示子带的宽度（l个RB），n=1,2,...,N_RB表示RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，β表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

步骤104：从步骤103得到各子带的信道矩阵和全频带的一级码本码字

后，对于不同的调制方式，限定发射星座点残差向量的搜索空间，对于每个子带，利用各子带的信道矩阵和最大化最小欧式距离准则，在相应的二级码本中搜索出最优的二级码本码字并反馈其索引PMI2。具体方法如下：

将上一步中计算得到的各子带的信道矩阵

和步骤102中得到的全频带的一级码本码字

代入如下所示的最大化最小欧式距离准则的表达式：

其中，表示从步骤103中得到的第i个子带的信道矩阵，

表示所选的第i个子带的二级码本码字，W₂表示二级码本码字，Ω₂表示二级码本，表示发射星座点残差向量，σ_e表示发射星座点残差向量集合，

表示步骤102所选的一级码本码字。

其中，

的生成过程如下：将构造为一个r维列向量，r为当前信道矩阵的秩。对于不同的调制方式，

中的每一维元素均从相应的限定的发射星座点符号残差集合中选出，即

其中e_j表示第j维元素，且e_j为相应的限定的发射星座点符号残差集合中的某个元素。

中各维元素可以相同也可以不同，但必须保证

为非零向量。σ_e表示

所有可能取值的集合。

其中，对于不同的调制方式，限定的发射星座点符号残差集合如下。为了能在保证性能的前提下尽可能减小搜索空间，降低运算复杂度，对于不同的调制方式，固定发射星座点符号残差集合元素个数为9个：

对于QPSK调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\sqrt{2},-\sqrt{2},\sqrt{2}i,-\sqrt{2}i,\sqrt{2}+\sqrt{2}i,-\sqrt{2}+\sqrt{2}i,\sqrt{2}-\sqrt{2}i,-\sqrt{2}-\sqrt{2}i\},$

对于16QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{10}},-\frac{2}{\sqrt{10}},\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i\}$

对于64QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{42}},-\frac{2}{\sqrt{42}},\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i\}$

在实际搜索算法中，首先，对于某个特定的二级码本码字

在当前***传输层数下，遍历

的所有可能取值。对于每一个发射星座点残差向量取值

通过下式计算其对应的欧式距离

得到所有

情况下的欧式距离

后，选出在使用二级码本码字

的情况下，上述欧式距离的最小值，记为

其次，在得到所有二级码本码字情况下的最小欧式距离后，选出在当前情况下，使上述最小欧式距离最大化的二级码本码字

最终确定的第i个子带的二级码本码字为

其在二级码本中所对应的索引即为需要反馈的PMI2。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (6)

1.一种LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，在所述两级码本选择方法中，预编码矩阵W由一级码本码字W1和二级码本码字W2相乘得到，用户通过不同的准则分开选取W1和W2，并反馈相应的索引PMI1和PMI2，所述两级码本选择方法具体包括如下步骤：

步骤1：对于整个传输带宽，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得全频带的信道矩阵；

步骤2：利用全频带的信道矩阵和最大化容量准则遍历一级和二级码本，搜索出最优的全频带一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1；

步骤3：对于每个子带，用户利用导频点上的信道估计矩阵和信噪比估计值，利用基于信噪比值加权信道平均方法获得各子带的信道矩阵；

步骤4：对于不同的调制方式，限定发射星座点残差向量的搜索空间：对于每个子带，利用各子带的信道矩阵和最大化最小欧式距离准则，在相应的二级码本中搜索出最优的二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2。

2.根据权利要求1所述的LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，对于步骤1，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得全频带的信道矩阵：

${\tilde{H}}_{\mathrm{wideband}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{RB}}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\α}}\right]$

其中，

表示全频带的信道矩阵，n=1,2,...,N_RB表示资源块RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，α表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

3.根据权利要求1所述的LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，对于步骤2，通过如下形式的最大化容量准则确定一级码本码字W1，并反馈其索引PMI1：

$({\hat{W}}_1,{\hat{W}}_2)=\underset{W_1\∈{\mathrm{\Ω}}_1,W_2\∈{\mathrm{\Ω}}_2}{\arg \max }{\log }_2|I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{W}_2^H{W}_1^H{\tilde{H}}_w^H{\tilde{H}}_w{W}_1{W}_2|$

其中，

表示通过最大化容量准则选出的一级码本码字和二级码本码字组合，表示最终确定的一级码本码字，W₁和W₂分别表示一级码本码字和二级码本码字，Ω₁和Ω₂分别表示一级码本和二级码本，Ι表示单位阵，

表示噪声方差，

表示从步骤a中获得的全频带的信道矩阵，()^H表示矩阵共轭转置，||表示求行列式操作。

4.根据权利要求1所述的LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，对于步骤3，通过如下形式的基于信噪比值加权的信道平均方法获得各子带的信道矩阵：

${\tilde{H}}_{\mathrm{subband}}^{\left(i\right)}=\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\·{\stackrel{\‾}{H}}_p^{\left(n\right)}]/\underset{n=(i-1)\×l+1}{\overset{i\×l}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{\left({\mathrm{SNR}}_p^{\left(n\right)}\right)}^{\mathrm{\β}}\right]$

其中，

表示第i个子带的信道矩阵，i＝1,2,...,[N_RB/l]表示子带的序号，其中[]表示向下取整，l表示子带的宽度，即l个资源块RB，n=1,2,...,N_RB表示RB的序号，N_RB表示RB的个数，p表示导频点的时频位置，P表示一个RB中导频点的时频位置集合，

表示第n个RB中导频点p处的信噪比估计值，β表示信噪比估计值的影响因子，对于不同场景取大于或等于0的数，

表示第n个RB中导频点p处的信道估计矩阵。

5.根据权利要求1所述的LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，对于步骤4，对于每个子带，通过如下形式的最大化最小欧式距离准则确定二级码本码字W2，并反馈其索引PMI2：

其中，

表示所选的二级码本码字，W₂表示二级码本码字，Ω₂表示二级码本，

表示发射星座点残差向量，σ_e表示发射星座点残差向量集合，表示从步骤3中获得的子带的信道矩阵，

表示从步骤b中获得的一级码本码字；

其中，的生成过程如下：将

构造为一个r维列向量，r为当前信道矩阵的秩；对于不同的调制方式，中的每一维元素均从相应的限定的发射星座点符号残差集合中选出，即

其中e_j表示

第j维元素，且e_j为相应的限定的发射星座点符号残差集合中的某个元素；

为非零向量；σ_e表示所有可能取值的集合。

6.根据权利要求1所述的LTE-A***中的两级码本选择方法，其特征在于，对于步骤4，通过如下形式的集合约束，限定不同调制方式下的发射星座点符号残差集合，从而减小搜索空间，降低运算复杂度：

对于QPSK调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\sqrt{2},-\sqrt{2},\sqrt{2}i,-\sqrt{2}i,\sqrt{2}+\sqrt{2}i,-\sqrt{2}+\sqrt{2}i,\sqrt{2}-\sqrt{2}i,-\sqrt{2}-\sqrt{2}i\},$

对于16QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{10}},-\frac{2}{\sqrt{10}},\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}+\frac{2}{\sqrt{10}}i,\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i,-\frac{2}{\sqrt{10}}-\frac{2}{\sqrt{10}}i\}$ 对于64QAM调制，限定的发射星座点符号残差集合为：

$\{0,\frac{2}{\sqrt{42}},-\frac{2}{\sqrt{42}},\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}+\frac{2}{\sqrt{42}}i,\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i,-\frac{2}{\sqrt{42}}-\frac{2}{\sqrt{42}}i\}$

其中，i表示

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