CN103746629A - 基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，包括如下步骤：对电机逆变器的开关管状态进行组合得到八组开关矢量信号；在当前时刻k，分别在每一组开关矢量信号下，预测下一时刻k+1的p相绕组电流；分别在每一组开关矢量信号下，得到下一时刻k+1的d轴和q轴的电流预测值；分别在每一组开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差和q轴预测电流误差；分别在每一组开关矢量信号下，计算成本函数；选取成本函数最小时的开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对开关磁链永磁同步电机的电流控制。该方法能精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小。

Description

基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法

技术领域

本发明属于开关磁链永磁同步电机技术领域，更具体地，涉及一种基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法。

背景技术

能源作为当今世界最热门的话题之一，环保节能技术的研究与应用更是目前世界各国都十分重视的课题。工业和社会的可持续发展，不断对电力能源的消耗主体电机提出了新的要求，即在尽可能的前提下，电机不仅要具有简单牢固的机械结构、较高转矩密度，而且要具备鲁棒性好、容错能力强等优点。

美国Wisconsin大学的Lipo教授和Liao Yuefeng等学者提出的定子轭部嵌入永磁体的新型双凸极永磁同步电机(Doubly Salient Permanent MagnetSynchronous Machine,简称DSPMSM)结构开拓了双凸极永磁电机研究的新领域。该类型电机不仅效率高、动态性能好，而且具有较强的抗外界扰动能力。然而，该类型电机由于结构的特殊性，也存在转矩脉动大等问题。

开关磁链永磁同步电机（Flux-Switching Permanent Magnet SynchronousMachine,简称FSPMSM）最早的设计思想来自Rauch等人对单相双凸极永磁发电机的研究。受当时科技水平、生产条件的限制，这种电机体积大，运行性能指标差，因此在当时并没有受到关注。1997年，Hoang等人重新将目光投向基于磁链切换方式工作的FSPMSM，并提出12/10（定子/转子）极三相FSPMSM，同时初步仿真论证了FSPMSM具有很好的机械特性、高转矩密度等优点。随后FSPMSM的各种结构形式在世界各地得到广泛研究。各国学者针对FSPMSM的设计原则，提出了不同的结构形式，例如6/4极、6/5极、8/6极、混合励磁结构等。

新型开关磁链永磁同步电机结构也在不断被提出，并被不断优化和改良，从而提高电机的驱动能力(W.Xu,J.Zhu,Y.Zhang,and J.Hu,“Coggingtorque reduction for radially laminated flux-switching permanent magnetmachine with 12/14 poles,”in Proc.IEEE Industrial Electronics Society(IECON),Nov.2011,pp.3465-3470.)。然而，仅仅从结构拓扑和电磁优化设计等角度，很难明显改善FSPMSM的性能指标，因而必须结合高级控制策略，进一步增强FSPMSM的驱动能力。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，能实现对FSPMSM输出电流的精确控制。本发明通过比较dq轴坐标系下参考电流和预测电流的大小，以最优成本函数为目的，能精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号；

（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集开关磁链永磁同步电机的p相绕组电压

p相绕组电流

和转子电气角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相绕组电流

其中，p表示电机A、B和C相；

（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相绕组电流

结合定转子绕组坐标变换原理，得到下一时刻k+1的d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1；

（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

其中，为d轴参考电流，

为q轴参考电流；

（5）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算成本函数

其中，k₁为额定转矩和额定磁链的比值，N为正整数，A为第N状态dq轴电流的误差调节系数，和

分别为k+N时刻的d轴和q轴的电流预测值；

（6）选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对开关磁链永磁同步电机的电流控制。

优选地，所述步骤（5）中，

和

的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{k+N}=i_d^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_d^{k+1}\\ i_q^{k+N}=i_q^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_q^{k+1}\end{array}\right.,$

其中，

和

分别为当前时刻k的d轴和q轴电流值，

为从当前时刻k到下一时刻k+1，d轴电流的改变量，

为从当前时刻k到下一时刻k+1，q轴电流的改变量。

优选地，

和

通过当前时刻k的实测电流值经坐标变换得到。

优选地，所述步骤（2）中，下一时刻k+1的p相绕组电流

为：

$i_p^{k+1}=i_p^k+\frac{1}{L_p}(u_p^k-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s,$

其中，L_p为p相绕组自感，R_p为p相绕组电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm,p为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

优选地，所述步骤（3）中，d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right],$

其中，θ_e为电机同步电角度，i_A ^k+1、i_B ^k+1和i_C ^k+1分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相绕组电流。

优选地，所述步骤（4）中，由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

1、能实现对FSPMSM输出电流的精确控制。以FSPMSM等效数学模型为基础，可有效预测出八种逆变器开关状态下，下一时刻的电机输出电流在三相坐标系下的值，并结合定转子绕组坐标变换原理，对三相坐标系下的电流预测值进行坐标变换，得到dq轴坐标系下的电流预测值。

2、精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小。通过比例积分(PI)调节器比较参考转速和实时转速得到参考电流，引入成本函数(Cost Function)作为减小电机转矩波动和磁链波动的调制策略，通过比较dq轴坐标系下参考电流和预测电流的大小，选出成本函数最小时对应的开关矢量信号，实时控制逆变器工作。

附图说明

图1是感应电机定转子绕组坐标变换示意图；

图2是本发明实施例的基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法流程图；

图3是开关磁链永磁同步电机的电流控制***结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

开关磁链永磁同步电机的基本数学方程式如下：

永磁磁链方程：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm},A}={\mathrm{\ψ}}_m\cos {\mathrm{\θ}}_e\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm},B}={\mathrm{\ψ}}_m\cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm},C}={\mathrm{\ψ}}_m\cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

电感方程：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_A=L_0-L_m\cos \left(2{\mathrm{\θ}}_e\right)\\ L_B=L_0-L_m\cos (2{\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ L_C=L_0-L_m\cos (2{\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，θ_e=P_rθ_r，P_r和θ_r分别是转子齿数和转子电磁角度，ψ_m是永磁磁链幅值，L₀和L_m分别是电感初值和幅值。

互感方程：

$\left\{\begin{array}{c}{M}_{\mathrm{ab}}=M_{\mathrm{ba}}=M_0-M_m\cos (2{\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\\ M_{\mathrm{bc}}=M_{\mathrm{cb}}=M_0-M_m\cos \left(2{\mathrm{\θ}}_e\right)\\ M_{\mathrm{ca}}=M_{\mathrm{ac}}=M_0-M_m\cos (2{\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，M₀和M_m分别是互感初值和幅值。

根据电机学理论，本发明进一步得到FSPMSM的电压方程为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{R}_s& & \\ & R_s& \\ & & R_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right]+\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_A\\ {\mathrm{\ψ}}_B\\ {\mathrm{\ψ}}_C\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，u_A、u_B和u_C分别为A、B和C相电压，R_s为初级绕组相电阻。

传统永磁同步电机的转矩方程为：

$T_e=\frac{1}{2}{\left[I\right]}^T\left(\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}\left[L\right]\right)\left[I\right]+\left(\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}{\left[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}\right]}^T\right)\left[I\right]---\left(5\right)$

传统的永磁同步电机电感参数是固定数值，不随转子位置角θ_r的变化而变化。由于FSPMSM定转子均是双凸极结构，永磁体嵌入每个定子齿中，永磁磁链、电感以及互感均随转子位置角θ_r变化而变化，是转子位置的函数。因此公式(5)不能直接用以求解FSPMSM的电磁转矩。

本发明对FSPMSM在dq轴和ABC轴下的磁链、电压和转矩方程重新进行推导和说明，具体如下。

dq轴（两相）坐标系FSPMSM等效方程如下：

磁链方程：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d={\mathrm{\ψ}}_m+L_d{i}_d\\ {\mathrm{\ψ}}_q=L_q{i}_q\end{array}\right.---\left(6\right)$

写成矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d\\ {\mathrm{\ψ}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_d& 0\\ 0& L_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_m\\ 0\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中，L_d和L_q分别为经dq变换后的电机d轴自感和q轴自感，i_d和i_q分别为变换到d轴和q轴的电流。感应电机定转子绕组坐标变换原理如图1所示。

电压方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d={\mathrm{Ri}}_d+\frac{{\mathrm{d\ψ}}_d}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_q\\ u_q={\mathrm{Ri}}_q+\frac{{\mathrm{d\ψ}}_q}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_d\end{array}\right.---\left(8\right)$

上式中，u_d和u_q为变换到d轴和q轴的电机电压，ω_r为转子电气角速度。

转矩方程：

$\begin{array}{c}{T}_e=\frac{1}{2}{\left[I\right]}^T\left(\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}\left[L\right]\right)\left[I\right]+\left(\frac{\∂}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}{\left[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}\right]}^T\right)\left[I\right]\\ =\frac{3}{2}{P}_r{\mathrm{\ψ}}_m{I}_q-\frac{3}{2}{P}_r({2M}_m+L_m)I_d{I}_q\\ =\frac{3}{2}{P}_r[{\mathrm{\ψ}}_m{I}_q+(L_d-L_q)I_d{I}_q]\end{array}---\left(9\right)$

由于电机互感相对自感比较小，本发明忽略互感，并进一步对电机ABC轴（单相）坐标系下的磁链、电压和转矩进行推导，具体如下。

ABC轴（单相）坐标系FSPMSM等效方程：

磁链方程：

FSPMSM的单相磁链包括电枢反应磁链和永磁磁链两个部分，即为：

ψ_p=ψ_pm,p+L_pi_p    (10)

其中，p表示电机A、B和C相，i_p为p相绕组电流，L_p为p相绕组自感，ψ_p为电机p相磁链，ψ_pm,p为电机p相永磁磁链。

电压方程：

$\begin{array}{c}{u}_p=R_p{i}_p+\frac{d}{\mathrm{dt}}(L_p{i}_p+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm},p})\\ =R_p{i}_p+L_p\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r+\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r\end{array}---\left(11\right)$

其中，R_p为p相绕组电阻。

转矩方程：

FSPMSM输出电磁转矩由磁阻转矩和永磁转矩两部分组成，其中磁阻转矩由变化电感和电流共同作用产生，永磁转矩由永磁磁链和电枢电流的相互作用产生，相关表达式为：

$T_{\mathrm{ep}}=\frac{1}{2}{i}_p^2\frac{{\∂L}_p}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}+i_p\frac{{\∂\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\∂\mathrm{\θ}}_r}=T_{\mathrm{rp}}+T_{\mathrm{mp}}---\left(12\right)$

上式中，T_rp为磁阻转矩分量，T_mp为永磁转矩分量。

运动方程：

$T_e=T_L+\mathrm{F\ω}+J\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}---\left(13\right)$

上式中，T_e为电机输出电磁转矩，T_L为负载转矩，J为***转动惯量，F为***摩擦系数，ω为转子机械角速度。

根据公式（13），电机总的输出电磁转矩为：

T_e=T_ea+T_eb+T_ec    (14)

模型预测控制是一种建立在对被研究对象建立模型的基础上的控制算法，主要依据已有的历史数据以及想要达到的目的，预测出关键信息的发展趋势。在具体的预测过程中，不同的模型，可以采用不同的预测方式和不同的反馈策略来形成不同的预测控制算法。同样地，精确的数学模型将很大程度决定预测的准确性。因此，模型预测控制对复杂***具有很好的适应性。

如图2所示，本发明实施例的基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法包括如下步骤：

（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号。

（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集开关磁链永磁同步电机的p相绕组电压

p相绕组电流

和转子电气角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相绕组电流

为：

$i_p^{k+1}=i_p^k+\frac{1}{L_p}(u_p^k-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s$

其中，L_p为p相绕组自感，R_p为p相绕组电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm,p为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

具体地，为准确预测FSPMSM绕组电流在某一时刻的值，由式(11)得到电流变化量如下：

$\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}=(u_p-R_p{i}_p-i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)/L_p---\left(15\right)$

是当前采样时刻k的p相绕组电流，由式（15）得到下一个时刻k+1的p相绕组电流为：

$i_p^{k+1}=i_p^k+\frac{1}{L_p}(u_p^k-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s---\left(16\right)$

（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相绕组电流，结合定转子绕组坐标变换原理，得到下一时刻k+1的dq轴电流预测值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right]---\left(17\right)$

其中，

和

分别为d轴和q轴的电流预测值，θ_e为电机电角度，

和

分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相绕组电流。

（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差和q轴预测电流误差

其中，为d轴参考电流，

为q轴参考电流，由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

电流误差定义为当前实时测量的电流矢量与参考电流矢量之差，目的是将电流误差控制在最小，以达到精确控制的目的。电流误差主要由dq轴电流量来计算。

当前时刻k的d轴电流误差

和q轴电流误差

分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_d^k=i_d^{*}-i_d^k\\ e_q^k=i_q^{*}-i_q^k\end{array}\right.---\left(18\right)$

从当前时刻k到下一时刻k+1，d轴电流的改变量

和q轴电流的改变量

分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δi}}_d^{k+1}=i_d^{k+1}-i_d^k\\ {\mathrm{\Δi}}_q^{k+1}=i_q^{k+1}-i_q^k\end{array}\right.---\left(19\right)$

得到下一时刻k+1的d轴预测电流误差和q轴预测电流误差

分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_d^{k+1}=e_d^k-{\mathrm{\Δi}}_d^{k+1}\\ e_q^{k+1}=e_q^k-{\mathrm{\Δi}}_q^{k+1}\end{array}\right.---\left(20\right)$

（5）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算成本函数其中，k₁为额定转矩和额定磁链的比值，N为正整数。对于N的数值选择，主要依据电机对于控制精度的需求，A为第N状态dq轴电流的误差调节系数，该系数可以根据控制精度进行校正调节，和分别为k+N时刻的d轴和q轴的电流预测值，即以当前预测误差为基准推测出的第N时刻的电流预测值，目的是为了调节当前成本函数的控制精度。

通过线性推导得到

和

的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{k+N}=i_d^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_d^{k+1}\\ i_q^{k+N}=i_q^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_q^{k+1}\end{array}\right.---\left(21\right)$

其中，

和

通过当前时刻k的实测电流值经坐标变换得到。

模型预测电流控制(Model Predictive Current Control，简称MPCC)除了能减小电流误差、提高预测的准确性，还能通过成本函数(Cost Function)减小逆变器开关的频率。成本函数的作用就是在评估电流误差的同时，选择最优的开关矢量（性能最优），确保FSPMSM的脉动转矩和脉动磁链总量最小，并能有效降低逆变器开关损耗。

本发明实施例的成本函数考虑了参考值、预测值以及加权因子，目的是使电机相关输出特性严格跟踪指定值。

（6）选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对开关磁链永磁同步电机的电流控制。

对于逆变器开关矢量信号的选择规则如下：

成本函数最小值G_min=min{G₁,G₂…G₈}，其中，G₁,G₂…G₈分别为8组逆变器开关矢量信号对应的成本函数。以G_min=G₁为例，开关信号[0 0 1]被选择用于控制逆变器开关动作。

如图3所示，基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制***主要包括电机本体模型(FSPMSM)、电流预测模块、坐标变换模块、PI调节器和成本函数最小化模块(Cost Function Minimization)。电机本体模型主要是依据电机数学模型搭建的仿真模型，其目的是为了简化电机控制策略的研究。电流预测模块是实现模型预测的主体，其功能就是以实测电机转速和电流为基础，通过电机本体模型预测出电机下一个时刻的电流(A、B、C轴)。通过坐标变换模块就能获得dq轴电流预测值以及实测电流在dq轴的分量。PI调节器综合考虑了整个控制***的状态，通过比较参考转速和实测转速获得电机在dq轴的电流参考量。成本函数通过***比较计算参考电流、实测电流和预测电流的相互关系，得到逆变器开关器件所需的开关信号。通过以上各个功能模块的作用，最终实现了基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号；

（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集开关磁链永磁同步电机的p相绕组电压

p相绕组电流

和转子电气角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相绕组电流其中，p表示电机A、B和C相；

（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相绕组电流结合定转子绕组坐标变换原理，得到下一时刻k+1的d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1；

（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

其中，

为d轴参考电流，

为q轴参考电流；

（5）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算成本函数

其中，k₁为额定转矩和额定磁链的比值，N为正整数，A为第N状态dq轴电流的误差调节系数，

和

分别为k+N时刻的d轴和q轴的电流预测值；

（6）选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对开关磁链永磁同步电机的电流控制。

2.如权利要求1所述的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（5）中，和的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{k+N}=i_d^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_d^{k+1}\\ i_q^{k+N}=i_q^k+(N-1)\×{\mathrm{\Δi}}_q^{k+1}\end{array}\right.,$

其中，

和

分别为当前时刻k的d轴和q轴电流值，

为从当前时刻k到下一时刻k+1，d轴电流的改变量，

为从当前时刻k到下一时刻k+1，q轴电流的改变量。

3.如权利要求2所述的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，

和通过当前时刻k的实测电流值经坐标变换得到。

4.如权利要求1至3中任一项所述的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（2）中，下一时刻k+1的p相绕组电流

为：

$i_p^{k+1}=i_p^k+\frac{1}{L_p}(u_p^k-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{pm},p}}{{\mathrm{d\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s,$

其中，L_p为p相绕组自感，R_p为p相绕组电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm,p为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

5.如权利要求4所述的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（3）中，d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right],$

其中，θ_e为电机同步电角度，i_A ^k+1、i_B ^k+1和i_C ^k+1分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相绕组电流。

6.如权利要求1至5中任一项所述的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（4）中，

由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

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