CN103718456A - 预失真器、预失真器控制方法 - Google Patents

预失真器、预失真器控制方法 Download PDF

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Abstract

提供一种在使用了载波聚合的情况下也能补偿由功率放大器产生的互调失真分量的预失真器。本发明的预失真器（10）使线性传递路径（150）延迟输入信号后传递。信号产生部（120a、120b）对输入信号所含的各个载波生成个别载波失真信号并输出个别载波失真补偿信号。副信号产生部（130）根据输入信号和个别载波失真信号而生成载波互调失真信号，并输出载波互调失真补偿信号。信号分配部（160）将输入信号分配给线性传递路径（150）、信号产生部（120a、120b）和副信号产生部（130）。信号合成部（170）将个别载波失真补偿信号和载波互调失真补偿信号合成而生成失真补偿信号，将输入信号和失真补偿信号合成而生成输出信号后输出至放大装置（20）。控制部（140）控制信号产生部（120a、120b）和副信号产生部（130）。

Description

预失真器、预失真器控制方法
技术领域
本发明涉及一种对功率放大器产生的失真分量进行补偿的预失真器（Predistorter）、预失真器控制方法。
背景技术
作为减少（以下也称为补偿）由功率放大器产生的非线性失真分量（以下也称为失真分量）的方法之一，可列举使用预失真器的方法。预失真器依据功率放大器中的非线性特性的模型，产生失真补偿信号，并在向功率放大器输入的信号中附加该失真补偿信号。例如，非专利文献1及非专利文献2中，使用基于幂级数的非线性特性的模型，产生能够补偿具有频率相依性的失真分量的失真补偿信号。根据非专利文献1及非专利文献2，将预失真器的输入信号设为x(t)时，预失真器的输出信号y(t)可以表示为式（1）。
[数1]
y(t)=a1x(t)+h3(t)*a3|x(t)|2x(t)   　　　　　(1)
于此，第2项是失真补偿信号，|x(t)|2x(t)表示由预失真器的三阶失真产生器产生的三阶失真分量，a1表示线性增益，a3表示提供给调整三阶失真分量的振幅和相位的三阶失真向量调整器的复系数，h3(t)表示对三阶失真向量调整器的输出赋予频率特性的频率特性补偿器的脉冲响应，＊（星号）表示卷积。
该预失真器中，失真补偿信号通过数字信号处理而产生。此时，为了减少由功率放大器产生的具有频率相依性的失真分量，分别适当地调整a3和h3(t)。
现有技术文献
非专利文献
[非专利文献1]：S.Mizuta、Y.Suzuki、T.Hirota、and Y.Yamao、“Digitalpredistortion linearizer for compensating frequency-dependent IM distortion、”inProc.34th European Microwave Conference、pp.1053-1056、Oct.2004.
[非专利文献2]：S.Mizuta、Y.Suzuki、S.Narahashi、and Y.Yamao、“A NewAdjustment Method for the Frequency-Dependent IMD Compensator of theDigital Predistortion Linearizer、”IEEE Radio and Wireless Symposium2006、pp.255-258、Jan.2006.
发明内容
发明要解决的课题
在LTE-Advanced中，有一种被称为载波聚合（以下也称为CA（carrieraggregation））的技术，其同时使用多个频带（以下也称为载波）。CA大体上分为如图1A所示那样使用连续频带的情况、和如图1B所示那样使用非连续频带的情况。此外，在图1B中，表示了频带之间比较靠近的例子，但也有频带的间隔广相距甚远的情况。
在使用CA时，受到功率放大器的非线性特性或使用的频带等影响，以往的预失真器有时候无法充分减少失真分量。以下，以使用两个频带的情况为例来具体进行说明。
若将使用第一个频带发送的信号设为s1(t)、将使用第二个频带发送的信号设为s2(t)、将预失真器的输入信号x(t)设为x(t)＝s1(t)＋s2(t)，则预失真器的输出信号y(t)可以表示为式（2）。
[数2]
y ( t ) = a 1 x ( t ) + h 3 ( t ) * a 3 | x ( t ) | 2 x ( t ) = a 1 ( s 1 ( t ) + s 2 ( t ) ) + h 3 ( t ) * a 3 ( | s 1 ( t ) | 2 + s 1 ( t ) s 2 * ( t ) + s 1 * ( t ) s 2 ( t ) + | s s ( t ) | 2 ) ( s 1 ( t ) + s 2 ( t ) ) - - - ( 2 )
于此，＊（上标星号）表示复共轭。
在式（2）中，若将预失真器的三阶失真产生器产生的三阶失真分量设为dC(t)，则dC(t)可以表示为式（3）。
[数3]
d C ( t ) = | x ( t ) | 2 x ( t ) = ( | s 1 ( t ) | 2 + s 1 ( t ) s 2 * ( t ) + s 1 * ( t ) s 2 ( t ) + | s 2 ( t ) | 2 ) ( s 1 ( t ) + s 2 ( t ) ) = | s 1 ( t ) | 2 s 1 ( t ) + 2 | s 1 ( t ) | 2 s 2 ( t ) + 2 | s 2 ( t ) | 2 s 1 ( t ) + | s 2 ( t ) | 2 s 2 ( t ) + s 1 2 ( t ) s 2 * ( t ) + s 2 2 ( t ) s 1 * ( t ) - - - ( 3 )
于此，|s2(t)|2s1(t)是s1(t)和s2(t)的互调失真分量。该失真分量产生于与|s1(t)|2s1(t)相同的频带。另外，|s1(t)|2s2(t)也是s1(t)和s2(t)的互调失真分量。该失真分量产生于与|s2(t)|2s2(t)相同的频带。根据式（2）可知，预失真器中，产生于相同频带的多个失真分量的相位和振幅通过a3和h3(t)而分别统括地进行调整。
已知当功率放大器高效动作时，功率放大器的非线性特性会变得复杂。此时，产生于同一频带的多个失真分量中各个失真分量的相位和振幅不同时，以往的预失真器无法对各个失真分量分别调整相位和振幅，因此，功率放大器产生的失真分量残留。
另外，作为使用多个频带时的预失真器，例如，如“特开2006-191673号公报（参考文献1）”那样按各频带而独立地准备预失真器。参考文献1的预失真器中，按各频带而独立地准备预失真器，因此，预失真器无法产生s1(t)和s2(t)的互调失真分量。因此，即便使用参考文献1的预失真器时，功率放大器产生的失真分量也会残留。
根据以上内容，在使用CA的情况下，以往的预失真器中无法充分减少s1(t)和s2(t)的互调失真分量成为课题。
本发明鉴于这一点而完成，其目的在于提供一种即便使用CA的情况下也能对由功率放大器产生的互调失真分量进行补偿的预失真器。
用于解决课题的方案
为了解决上述问题，本发明的预失真器具备线性传递路径、多个信号产生部、副信号产生部、信号分配部、信号合成部及控制部。线性传递路径使包含多个载波的输入信号延迟后传递。多个信号产生部对输入信号所含的各个载波，生成作为因该载波产生的失真分量的个别载波失真信号，调整该个别载波失真信号后输出个别载波失真补偿信号。副信号产生部根据输入信号和个别载波失真信号，生成在载波间产生的互调失真信号，根据该互调失真信号，至少提取与载波相同频带的分量而生成载波互调失真信号，调整该载波互调失真信号后输出载波互调失真补偿信号。信号分配部将输入信号分配给线性传递路径、信号产生部和副信号产生部。信号合成部将个别载波失真补偿信号和载波互调失真补偿信号合成而生成失真补偿信号，将经过线性传递路径延迟的输入信号和该失真补偿信号合成而生成输出信号，并将该输出信号输出至放大装置。控制部使用来自放大装置的反馈信号，控制信号产生部和副信号产生部。
发明效果
根据本发明的预失真器，通过副信号产生部可以独立地产生与载波间的互调失真分量相对应的互调失真补偿信号，且可分别独立地调整该信号的相位和振幅，因此，即便在使用CA的情况下，也能补偿由功率放大器产生的互调失真分量。
附图说明
图1A是表示载波聚合中使用的频带的一例的示意图。
图1B是表示载波聚合中使用的频带的其他例的示意图。
图2是表示实施例1的预失真器的整体结构的方框图。
图3是表示实施例1的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图4是表示功率放大器产生的失真分量的频谱的示意图。
图5是实施例1的预失真器中的控制方法的流程图P11。
图6是实施例1的预失真器中的控制方法的流程图P12。
图7是实施例1的预失真器中的控制方法的流程图P13。
图8是表示实施例1的变形例1的预失真器的整体结构的方框图。
图9是表示实施例1的变形例1的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图10是用于说明实施例1的变形例2中的分割波段的示意图。
图11是表示实施例1的变形例2的预失真器的整体结构的方框图。
图12是表示实施例1的变形例2的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图13是表示实施例1的变形例2的失真频率特性补偿器的结构的方框图。
图14是实施例1的变形例2的预失真器中的控制方法的流程图P14。
图15是实施例1的变形例2的预失真器中的控制方法的流程图P15。
图16是实施例1的变形例2的预失真器中的控制方法的流程图P16。
图17是实施例1的变形例2的预失真器中的控制方法的流程图P17。
图18是表示实施例2的预失真器的整体结构的方框图。
图19是表示实施例2的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图20是表示实施例2的变形例1的预失真器的整体结构的方框图。
图21是表示实施例2的变形例1的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图22是表示实施例2的变形例2的预失真器的整体结构的方框图。
图23是表示实施例2的变形例2的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图24是表示实施例3的预失真器的整体结构的方框图。
图25是表示实施例3的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图26是实施例3的预失真器中的控制方法的流程图P31。
图27是实施例3的预失真器中的控制方法的流程图P32。
图28是实施例3的预失真器中的控制方法的流程图P33。
图29是实施例3的预失真器中的控制方法的流程图P34。
图30是表示实施例3的变形例的预失真器的整体结构的方框图。
图31是表示实施例3的变形例的失真补偿信号产生路径的结构的方框图。
图32是表示实施例4的预失真器的整体结构的方框图。
图33是表示实施例4的失真补偿信号产生路径的结构的方框图1。
图34是表示实施例4的失真补偿信号产生路径的结构的方框图2。
图35是实施例4的预失真器中的控制方法的流程图P41。
图36是实施例4的预失真器中的控制方法的流程图P42。
图37是实施例4的预失真器中的控制方法的流程图P43。
具体实施方式
以下，详细说明本发明的实施方式。此外，对具有相同功能的构成部附加相同编号，且省略重复说明。
[本发明中的预失真器的原理]
在说明实施例之前，先说明本发明的预失真器的原理。于此，说明的例子是如下情况：功率放大器具有的非线性特性的模型为三阶的幂级数，且使用两个频带。
将使用第一个频带发送的信号设为s1(t)，将使用第二个频带发送的信号设为s2(t)，将预失真器的输入信号x(t)设为x(t)＝s1(t)＋s2(t)。
预失真器的处理动作通过数字信号处理来进行，因此，可以通过使用FIR滤波器之类的数字滤波器，从x(t)中仅提取出s1(t)。根据提取出的s1(t)，产生三阶失真分量dA(t)＝|s1(t)|2s1(t)。同样地，使用数字滤波器从x(t)中提取s2(t)，产生三阶失真分量dB(t)＝|s2(t)|2s2(t)。为了产生s1(t)和s2(t)的互调失真分量，若从式（3）表示的x(t)的三阶失真分量dC(t)中减去dA(t)和dB(t)，则可以表示为式（A－1）。
[数4]
d C ( t ) - d A ( t ) - d B ( t ) = | x ( t ) | 2 x ( t ) - | s 1 ( t ) | 2 s 1 ( t ) - | s 2 ( t ) | 2 s 2 ( t ) = 2 | s 1 ( t ) | 2 s 2 ( t ) + 2 | s 2 ( t ) | 2 s 1 ( t ) + s 1 2 ( t ) s 2 * ( t ) + s 2 * ( t ) s 1 * ( t ) - - - ( A - 1 )
根据式（A－1），使用数字滤波器分别提取由式（A－2）、（A－3）表示的互调失真分量dCA(t)和dCB(t)。
[数5]
dCA(t)=2|s2(t)|2s1(t)   (A-2)
dCB(t)=2|s1(t)|2s2(t)   (A-3)
由此，分别提取产生于同一频带的失真分量。然后，分别个别地调整提取出的互调失真分量dA(t)、dB(t)、dCA(t)和dCB(t)的相位与振幅，并设为失真补偿信号。
[实施例1]
参照图2、图3，详细说明本发明的实施例1的预失真器10的动作。图2是表示本实施例的预失真器10及周边装置的整体结构的方框图。图3是表示本实施例的预失真器10具备的失真补偿信号产生路径110的结构的方框图。本实施例的周边装置有放大装置20、反馈信号生成装置30、信号产生装置40及输出端子50。
本实施例的预失真器10包含失真补偿信号产生路径110、控制部140、线性传递路径150、信号分配部160、信号合成部170、数字模拟转换器（以下称为DAC）180及模拟数字转换器（以下称为ADC）190。
信号产生装置40输出作为数字信号的输入信号，其包含I相信号和Q相信号（以下也称为I/Q信号），且同时使用不同的NB（以下，NB表示2以上的预先决定的整数）个频带。在以下的说明中，以NB设为2的情况为例。
信号分配部160包含分配器1610和分配部1620。分配器1610将信号产生装置40输出的输入信号分配给线性传递路径150和失真补偿信号产生路径110。关于分配部1620，将在后述的失真补偿信号产生路径110的说明中进行说明。
线性传递路径150包含延迟器1510。延迟器1510使输入信号延迟在失真补偿信号产生路径110中产生的延迟时间。
信号合成部170包含加算器1710和合成部1720。加算器1710将线性传递路径150输出的输入信号和失真补偿信号产生路径110输出的失真补偿信号合成。关于合成部1720，将在后述的失真补偿信号产生路径110的说明中进行说明。
DAC180将信号合成部170输出的数字信号转换成模拟信号。
放大装置20包含正交调制器210、升频器（up converter）220和功率放大器230。正交调制器210对DAC180输出的模拟信号进行正交调制。升频器220将正交调制器210输出的信号升频至目标频率为止。功率放大器230将升频器220输出的信号放大为目标功率。
输出端子50经由双工器等（未图示），将放大装置20输出的信号提供给天线。
反馈信号生成装置30包含定向耦合器310、降频器（Down converter）320和正交解调器330。定向耦合器310使放大装置20输出的信号的一部分进入反馈信号生成装置30。降频器320将定向耦合器310输出的信号降频为规定的频率。正交解调器330将降频器320输出的信号解调成I相信号和Q相信号而生成反馈信号。
ADC190将反馈信号生成装置30输出的模拟信号转换成数字信号。
控制部140包含控制器1410和失真观测器1420。失真观测器1420根据ADC190输出的数字信号，按照预先指定的各个带宽，测定在功率放大器230中产生的失真分量的功率。控制器1410参照失真观测器1420输出的观测结果，控制失真补偿信号产生路径110，以减少功率放大器230产生的失真分量。关于控制器1410的动作细节将在下文叙述。
参照图3，详细说明失真补偿信号产生路径110的动作。失真补偿信号产生路径110包含信号产生部120a、120b和副信号产生部130。前述的分配部1620将分配器1610输出的输入信号分配给信号产生部120a、120b和副信号产生部130。前述的合成部1720将信号产生部120a、120b和副信号产生部130各自输出的信号合成而生成失真补偿信号，并将其输出至加算器1710。于此，假设使用延迟器等（未图示）调整为信号产生部120a、120b和副信号产生部130各自输出的信号的延迟时间相同。
信号产生部120a包含数字滤波器1210a、三阶失真产生器1220a、分配器1230a及三阶失真向量调整器1240a。数字滤波器1210a仅使分配部1620输出的输入信号x(t)之中包含信号s1(t)的预先指定的频带（例如图1A中的一个频带）的分量通过。三阶失真产生器1220a为了产生ND阶失真分量（以下，ND表示3以上的预先决定的奇数），将数字滤波器1210a输出的信号s1(t)进行ND次方，生成个别载波失真信号dA(t)。以下的说明中，以ND为3的情况为例。分配器1230a将三阶失真产生器1220a输出的个别载波失真信号dA(t)分配给副信号产生部130和三阶失真向量调整器1240a。三阶失真向量调整器1240a基于由控制器1410提供的控制信息，调整分配器1230a输出的个别载波失真信号dA(t)的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
信号产生部120b包含数字滤波器1210b、三阶失真产生器1220b、分配器1230b和三阶失真向量调整器1240b。数字滤波器1210b仅使分配部1620输出的输入信号x(t)之中包含与通过数字滤波器1210a的频带不同的信号s2(t)的频带（例如图1A中的另一个频带）的分量通过。三阶失真产生器1220b为了产生三阶失真分量，将数字滤波器1210b输出的信号s2(t)进行3次方而生成个别载波失真信号dB(t)。分配器1230b将三阶失真产生器1220b输出的个别载波失真信号dB(t)分配给副信号产生部130和三阶失真向量调整器1240b。三阶失真向量调整器1240b基于由控制器1410提供的控制信息，调整分配器1230b输出的个别载波失真信号dB(t)的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
副信号产生部130包含副三阶失真产生器1320、相位调整器1350a、1350b、合成器1360、副分配器1330、副数字滤波器1310a、1310b和副三阶失真向量调整器1340a、1340b。副三阶失真产生器1320将分配部1620输出的输入信号进行3次方而产生式（3）所示的三阶失真分量。相位调整器1350a调整分配器1230a输出的个别载波失真信号dA(t)的相位。相位调整器1350b调整分配器1230b输出的个别载波失真信号dB(t)的相位。于此，假设使用延迟器等（未图示）调整为分配器1230a和1230b各自输出的信号的延迟时间相同。合成器1360将副三阶失真产生器1320、相位调整器1350a和1350b各自输出的信号合成，生成式（A－1)所示的信号。副分配器1330将合成器1360输出的信号分配给副数字滤波器1310a和1310b。副数字滤波器1310a仅使副分配器1330输出的信号之中与通过数字滤波器1210a的频带相同的频带的分量2|s2(t)|2s1(t)通过，并作为载波互调失真信号dCA(t)输出。假设通过副数字滤波器1310a的带宽为事先规定。副数字滤波器1310b仅使副分配器1330输出的信号之中与通过数字滤波器1210b的频带相同的频带的分量2|s1(t)|2s2(t)通过，并作为载波互调失真信号dCB(t)输出。假设通过副数字滤波器1310b的带宽也是事先规定。副三阶失真向量调整器1340a基于由控制器1410提供的控制信息，调整副数字滤波器1310a输出的载波互调失真信号dCA(t)的相位和振幅，生成相互载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。副三阶失真向量调整器1340b基于由控制器1410提供的控制信息，调整副数字滤波器1310b输出的载波互调失真信号dCB(t)的相位和振幅，生成相互载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
说明相位调整器1350a和相位调整器1350b的相位设定方法。以下，只要未特别说明，则将信号产生装置40输出的使用第一个频带发送的信号设为s1(t)，将使用第二个频带发送的信号设为s2(t)。假设在数字滤波器1210a中仅使s1(t)通过，数字滤波器1210b中仅使s2(t)通过。此时，三阶失真产生器1220a输出的信号dA(t)变成dA(t)＝|s1(t)|2s1(t)，三阶失真产生器1220b输出的信号dB(t)变成dB(t)＝|s2(t)|2s2(t)。另外，副三阶失真产生器1320输出的信号dC(t)变成式（4）。
[数6]
d C ( t ) = ( | s 1 ( t ) | 2 + s 1 ( t ) s 2 * ( t ) + s 1 * ( t ) s 2 ( t ) + | s 2 ( t ) | 2 ) ( s 1 ( t ) + s 2 ( t ) ) = d A ( t ) + d B ( t ) + d CA ( t ) + d CB ( t ) + s 1 2 ( t ) s 2 * ( t ) + s 2 2 ( t ) s 1 * ( t ) - - - ( 4 )
相位调整器1350a调整dA(t)的相位，以便从dC(t)中消除dA(t)的分量。即，将dA(t)的相位设为逆相而变成-dA(t)。或者，将dA(t)的振幅反转而变成-dA(t)。相位调整器1350b调整dB(t)的相位，以便从dC(t)中消除dB(t)的分量。即，将dB(t)的相位设为逆相而变成-dB(t)。或者，将dB(t)的振幅反转而变成-dB(t)。在s1(t)、s2(t)分别通过数字滤波器1210a及1210b而导致dA(t)及dB(t)的振幅与dC(t)所含的dA(t)及dB(t)的振幅变得不一致的情况下，也可以在相位调整器1350a及相位调整器1350b的后级，设置调整振幅的未图示的振幅调整器。振幅调整器事先确认dA(t)及dB(t)的振幅，并进行调整使得振幅分别与dC(t)中想要消除的成分一致。
参照图4，说明控制部140的动作细节。图4是表示功率放大器230输出的信号的频谱的示意图。信号波段SB1对应于使用第一个频带发送的信号s1(t)，信号波段SB2对应于使用第二个频带发送的信号s2(t)。失真观测器1420测定图4所示的频谱之中由三阶失真分量下侧波段3DL1、三阶失真分量上侧波段3DU1、三阶失真分量下侧波段3DL2及三阶失真分量上侧波段3DU2表示的波段内的功率。各三阶失真分量3DL1、3DU1、3DL2、3DU2的带宽与信号波段宽度SB1、SB2相同。另外，在计算相邻信道泄露功率比(ACLR)之类的指标时，也分别测定信号波段SB1和信号波段SB2内的功率。各波段SB1、SB2的带宽、距离中心频率Fc1、Fc2的失调点（图4所示的失调点Fd1(-)、Fd1(+)、Fd2(-)、Fd2(+)）分别可任意规定，但理想的是符合无线通信***的规格。
[实施例1的调整处理流程P11]
图5中表示本实施例的控制器1410控制失真补偿信号产生路径110的调整处理流程P11。调整处理流程P11中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）。另外，控制器1410通过例如微扰法（参照“T.Nojima and T.Konno、‘Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in800MHz Band LandMobile Telephone System’、IEEE Transactions on vehicular technology、Vol.34、Issue4、pp.169-177、1985.”）或使用二阶函数近似的计算方法（参照“J.Ohkawara、Y.Suzuki、and S.Narahashi、‘Fast Calculation Scheme forFrequency Characteristic Compensator of Digital Predistortion Linearizer’、IEEEVehicular Technology Conference Spring2009、proceedings、Apr.2009.”）等已知方法，执行三阶失真向量调整器的调整处理。
＜三阶失真向量调整器1240a的调整＞
（微扰法的情况）
说明使用微扰法作为提供给三阶失真向量调整器1240a的相位值和振幅值的调整方法的情况。控制器1410对失真观测器1420指定三阶失真分量上侧波段3DU1或三阶失真分量下侧波段3DL1的其中一个波段的功率测定，分别调整三阶失真向量调整器1240a的相位值和振幅值，以便减少该波段内的功率。在最初任意设定的相位值XP（并非必须为与后述其他三阶失真向量调整器1240b、副三阶失真向量调整器1340a、1340b的调整中的初始值相同的值）的前后测定指定波段内的功率PD，朝着功率PD减少的方向以事先规定的偏移值ΔXP变更相位，并利用失真观测器1420测定功率PD。通过反复变更相位值并反复测定功率PD，求出功率PD变成预先规定的阈值TH以下的相位值XPMIN。将求出的相位值XPMIN设定给三阶失真向量调整器1240a。关于振幅值也执行相同的处理。
（使用二阶函数近似的计算方法的情况）
说明将使用二阶函数近似的计算方法用作提供给三阶失真向量调整器1240a的相位值和振幅值的调整方法的情况。以不同的R点（以下，R为3以上的整数）的相位值（XP1、XP2、…、XPR）分别测定指定波段内的功率（PD1、PD2、…、PDR），并根据所用的相位值（XP1、XP2、…、XPR）和测定出的功率（PD1、PD2、…、PDR），通过最小二乘法，求出表示指定波段内功率对于相位值的相依性的二阶函数（PD＝a2XP2＋a1XP＋a0）的系数（a2、a1、a0）。将系数（a2、a1、a0）中使功率PD最小的相位值XPMIN（＝-a1/2a2）设定给三阶失真向量调整器1240a。关于振幅值也相同。于此，以二阶函数为例进行了说明，但在相位值的计算中作为指定波段内功率对于相位值的相依性，也可以不求出二阶函数的系数，而是利用最小二乘法求出三角函数（PD＝b2cos(b1－XP)＋b0）的系数（b2、b1、b0）。将所得的三角函数中使功率PD最小（即，b1－XP＝π）的相位值XPMIN（＝b1－π）设定给三阶失真向量调整器1240a。
在使用二阶函数近似的计算方法中，系数a2为0以下的情况或未求出二阶函数的系数的情况下，也可以将测定出的功率之中使功率降低最多的相位值作为XPMIN。另外，该例中，在设定相位值之后执行振幅值的设定，但在功率放大器230产生的失真分量的灵敏度为振幅值高于相位值等情况下，也可以先设定振幅值。
为了使用最小二乘法来确定二阶函数，R需要至少为3，但由于通过增大R可以更高精度地进行近似，因此在计算时间等要求条件允许的范围内也可以将R设为大于3的值。另外，在设定相位值和振幅值时将R设为相同数则最简便，但在需要提高相位值或振幅值中任一方的近似精度的情况下，设定相位值和振幅值时也可以将R设为不同的值。
＜副三阶失真向量调整器1340a的调整＞
副三阶失真向量调整器1340a的调整与三阶失真向量调整器1240a相同。
＜三阶失真向量调整器1240b、副三阶失真向量调整器1340b的调整＞
三阶失真向量调整器1240b和副三阶失真向量调整器1340b的调整为，指定三阶失真分量上侧波段3DU2或三阶失真分量下侧波段3DL2的任一方的波段，通过与三阶失真向量调整器1240a的调整相同的顺序，分别调整三阶失真向量调整器1240b和副三阶失真向量调整器1340b的相位值和振幅值，以便降低该波段内的功率。此时，也可以根据所要求的近似精度，将R值分别设为与三阶失真向量调整器1240a的情况不同的值。
在使用微扰法的情况下，与使用二阶函数近似的计算方法相比，相位值和振幅值的设定所需的处理时间变长，但有时预失真器的失真补偿量的取值较大。另一方面，在采用了使用二阶函数近似的计算方法的情况下，可以在比微扰法还要短的时间内分别设定相位值和振幅值。相位值和振幅值的设定根据处理所需时间、要求得的失真补偿量而适当地选择便可。另外，也可以不选择任一方法，而是将它们组合使用。
[实施例1的调整处理流程P12]
功率放大器230产生的各频带的失真分量存在彼此相依的关系。因此，在如调整处理流程P11那样三阶失真向量调整器1240a的调整至副三阶失真向量调整器1340b的调整为止分别只执行一次的情况下，预失真器有时无法充分补偿失真分量。该情况下，也可以将控制器1410的处理流程变成调整处理流程P12。
图6中表示本实施例的控制器1410控制失真补偿信号产生路径110的调整处理流程P12。调整处理流程P12通过与调整处理流程P11相同的处理，执行至副三阶失真向量调整器1340b的调整之后，利用失真观测器1420测定失真分量在各个波段的功率（S901）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S991）。若所有波段的功率均为阈值PTH以下，则结束调整处理流程P12。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。在S991中满足条件之前或达到预先规定的次数之前反复执行一连串的反复处理。
如上所述，失真分量存在相互相依的关系，因此，当该影响大时，从减少反复次数的观点出发，处理顺序可设为副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）的顺序。另外，还可以设为三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）的顺序。各功率放大器有时特性并不相同，因此，也可以预先确认在可采取的组合中执行哪种顺序便可以最少反复次数到达阈值PTH以下，然后按照所确认的顺序执行处理。
[实施例1的调整处理流程P13]
在调整处理流程P11及调整处理流程P12中，以预先规定的顺序执行三阶失真向量调整器1240a至副三阶失真向量调整器1340b的调整，但也可以如调整处理流程P13那样并行地执行处理。当失真分量的相互相依关系带来的影响小时，有时通过按各个频带独立地并行执行处理，可以在更短处理时间内到达阈值PTH以下。
图7中表示本实施例的控制器1410控制失真补偿信号产生路径110的调整处理流程P13。调整处理流程P13依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）和副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a），并分别测定三阶失真分量下侧波段3DL1和三阶失真分量上侧波段3DL1内的功率（S902）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S992）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。另一方面，依次执行三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）和副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b），并分别测定三阶失真分量上侧波段3DU2和三阶失真分量下侧波段3DL2内的功率（S903）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S993）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）。在S992和S993中均满足条件的情况下，结束调整处理流程P13（S999）。
在上述的任意调整处理流程中，即便阈值PTH的值都只有一个值，也可以按各个波段设定阈值，但理想的是，根据所要求的失真分量的容许值来设定各个波段的阈值。后述任意实施例或变形例中也相同。
功率放大器的非线性特性有时相依于输入至功率放大器的信号的平均功率或瞬时功率。因此，也可以使用根据输入至功率放大器的信号的平均功率或瞬时功率来参照提供给三阶失真向量调整器的振幅和相位的查找表。在以平均功率为指标的情况下，按各个预先规定的平均功率使用上述的调整处理流程事先求出应提供给三阶失真向量调整器的振幅和相位，并与平均功率相关联而将其振幅和相位记录至查找表。在放大所需信号时，观测输入至预失真器的信号的平均功率，并分别使用与该平均功率对应的三阶失真向量调整器的振幅和相位。由此，可以根据平均功率来变更三阶失真向量调整器的振幅和相位，因而与振幅和相位固定的情况相比，有时能够更加补偿失真分量。根据瞬时功率参照振幅和相位的情况也相同。
[实施例1的变形例1]
为了简化失真补偿信号产生路径的结构，可以如下述变形例那样构成。本变形例中，与实施例1相比，代替副三阶失真产生器1320、相位调整器1350a、1350b、合成器1360、副分配器1330及副数字滤波器1310a、1310b，而具备三阶失真计算器1370，从而可以削减零件件数，并且能够简化失真补偿信号产生路径的结构。
参照图8、图9，详细说明本发明的实施例1的变形例1的预失真器11的动作。图8是表示本变形例的预失真器11及周边装置的整体结构的方框图。图9是表示变形例的预失真器11具备的失真补偿信号产生路径111的结构的方框图。
本变形例的预失真器11包含失真补偿信号产生路径111、控制部140、线性传递路径150、信号分配部161、信号合成部170、DAC180及ADC190。信号分配部161包含分配器1610和分配部1621。失真补偿信号产生路径111包含信号产生部121a、121b和副信号产生部131。分配部1621将分配器1610输出的输入信号x(t)分配给信号产生部121a和121b。
信号产生部121a包含数字滤波器1210a、分配器1230a、三阶失真产生器1220a和三阶失真向量调整器1240a。数字滤波器1210a仅使分配部1621输出的输入信号x(t)之中预先指定的频带的分量通过，生成个别载波输入信号s1(t)。分配器1230a将数字滤波器1210a输出的个别载波输入信号s1(t)，分配给副信号产生部131和三阶失真产生器1220a。三阶失真产生器1220a为了产生三阶失真分量，而将分配器1220a输出的个别载波输入信号s1(t)进行3次方，生成个别载波失真信号dA(t)。三阶失真向量调整器1240a基于由控制器1410提供的控制信息，调整三阶失真产生器1220a输出的个别载波失真信号dA(t)的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
信号产生部121b包含数字滤波器1210b、分配器1230b、三阶失真产生器1220b和三阶失真向量调整器1240b。数字滤波器1210b仅使分配部1621输出的输入信号x(t)之中预先指定的频带的分量通过，生成个别载波输入信号s2(t)。分配器1230b将数字滤波器1210b输出的个别载波输入信号s2(t)，分配给副信号产生部131和三阶失真产生器1220b。三阶失真产生器1220b为了产生三阶失真分量，将分配器1220b输出的个别载波输入信号s2(t)进行3次方，生成个别载波失真信号dB(t)。三阶失真向量调整器1240b基于由控制器1410提供的控制信息，调整三阶失真产生器1220b输出的个别载波失真信号dB(t)的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
副信号产生部131包含三阶失真计算器1370和副三阶失真向量调整器1340a、1340b。三阶失真计算器1370根据分配器1230a输出的个别载波输入信号s1(t)和分配器1230b输出的个别载波输入信号s2(t)，生成载波互调失真信号dCA(t)、dCB(t)，并分别输出至副三阶失真向量调整器1340a和1340b。于此，三阶失真计算器1370生成dCA(t)=2|s2(t)|2s1(t)和dCB(t)=2|s1(t)|2s2(t)分别作为载波互调失真信号。副三阶失真向量调整器1340a基于由控制器1410提供的控制信息，调整三阶失真计算器1370输出的载波互调失真信号dCA(t)的相位和振幅，生成相互载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。副三阶失真向量调整器1340b基于由控制器1410提供的控制信息，调整三阶失真计算器1370输出的载波互调失真信号dCB(t)的相位和振幅，生成相互载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1720。
本变形例的控制器1410控制失真补偿信号产生路径111的调整处理流程与实施例1相同。
在上述的实施例1及变形例1中以频带的数目NB为2的情况为例进行了说明，但在NB为3以上的情况下也能用上述观点对应。具体来说，例如若为实施例1，则在失真补偿信号产生路径110准备NB个信号产生部。通过相位调整器调整各信号产生部所含的三阶失真产生器输出的个别载波失真信号，并与副信号产生部130所含的副三阶失真产生器1320输出的载波互调失真信号合成。哪个频带产生失真分量可以通过上述的式(3)计算，因此，以产生于与输入信号相同频带的失真分量的数量准备副数字滤波器，获取合成器1360输出的信号之中想要使其通过的信号，并通过副三阶失真向量调整器1340来调整相位和振幅。或者，还可以如实施例1的变形例1中的失真补偿信号产生路径111那样准备三阶失真计算器1370，通过计算生成产生于与输入信号相同频带的失真分量，以产生于与输入信号相同频带的失真分量的数量准备副三阶失真向量调整器，通过副三阶失真向量调整器来调整三阶失真计算器1370输出的载波互调失真信号的相位和振幅。
[实施例1的变形例2]
在实施例1的失真补偿信号产生路径110的结构中，无法对失真补偿信号赋予频率特性。因此，在实施例1的预失真器10中无法补偿具有频率相依性的失真分量。为了解决该课题，可以如下述变形例那样构成。本变形例中，在三阶失真向量调整器的后级分别设置三阶失真频率特性补偿器，由此可以对失真补偿信号赋予频率成分。
参照图11、图12、图13，详细说明本发明的实施例1的变形例2的预失真器12的动作。图11是表示本变形例的预失真器12及周边装置的整体结构的方框图。图12是表示本变形例的预失真器12具备的失真补偿信号产生路径112的结构的方框图。图13是表示三阶失真频率特性补偿器1290的结构的方框图。
本变形例的预失真器12包含失真补偿信号产生路径112、控制部141、线性传递路径150、信号分配部160、信号合成部170、DAC180及ADC190。失真补偿信号产生路径112包含信号产生部122a、122b和副信号产生部132。
信号产生部122a包含数字滤波器1210a、三阶失真产生器1220a、分配器1230a、三阶失真向量调整器1240a和三阶失真频率特性补偿器1290a。三阶失真频率特性补偿器1290a将三阶失真向量调整器1240a输出的个别载波失真补偿信号如图10所示那样分割成包括三阶失真分量下侧波段3DL1和三阶失真分量上侧波段3DU1在内的共计M个波段（f1、…、fM）(以下也称为分割波段)。然后，按各分割波段调整三阶失真向量调整器1240a输出的个别载波失真补偿信号的相位和振幅。
参照图13，详细说明三阶失真频率特性补偿器1290a的动作。三阶失真频率特性补偿器1290a包含串行并行转换部12910、K点FFT（Fast FourierTransform，快速傅立叶变换）部12920、K个复数乘法部129301～12930K、K点IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶反变换）部12940及并行串行转换部12950。串行并行转换部12910将三阶失真向量调整器1240a输出的个别载波失真补偿信号按K个样本进行串行并行转换。K点FFT部12920按K个样本（K为大于M的预先决定的整数）进行快速傅立叶变换，将以时域表现的串行并行转换部12910输出的信号转换成频域。K点FFT部12920输出的信号之中对应于分割波段f1的信号被输入至与分割波段f1对应的复数乘法部12930k（1≦k≦K）。然后，基于由控制器1411提供的相位值和振幅值，分别调整输入至与分割波段f1对应的复数乘法部12930k的信号的相位和振幅。关于分割波段f2～fM也相同。此时，不与任何分割波段对应的K点FFT部12920的输出（图10所示的对应于比分割波段f1低的波段的输出、对应于比分割波段fM高的波段的输出、三阶失真分量下侧波段1和三阶失真分量上侧波段1之间的波段），不经复数乘法部调整相位和振幅而被输入至K点IFFT部12940。K点IFFT部12940将以频域表现的复数乘法部129301～12930K输出的K个信号转换成时域。并行串行转换部12950按K个样本执行并行串行转换。
提供给与分割波段f1～fM对应的复数乘法部129301～12930K的相位值和振幅值，与三阶失真向量调整器1240a的调整同样地，分别通过微扰法或使用二阶函数近似的计算方法来设定。与三阶失真向量调整器1240a的调整的不同之处在于：对失真观测器1421测定的失真分量的功率进行测定的波段是调整相位值或振幅值的分割波段内的功率。例如，在调整与分割波段f1对应的复数乘法部12930k的相位值和振幅值的情况下，通过失真观测器1421来测定分割波段f1内的功率。
还可以按照分割波段f1至fM的顺序，设定提供给复数乘法部129301～12930K的相位值和振幅值。此时，可以分别反复设定与分割波段f1～fM对应的相位值和振幅值，直到失真分量的级别变成阈值PTH以下。另外，也可以对照功率放大器230的特性，来改变设定相位值和振幅值的分割波段的顺序。例如，有时候失真分量的级别大的分割波段与级别小的分割波段相比对其他波段造成的影响大，因此，通过从失真分量的级别大的分割波段依次进行设定而减少反复次数。另外，还可以同时设定多个分割波段或所有分割波段的相位值或振幅值。在失真分量的相互相依关系的影响小的情况下，可以通过同时设定相位值或振幅值来缩短设定所需时间。
以上的说明是有关对于第一个频带SB1的信号s1(t)的三阶失真频率特性补偿器1290a的说明。对于第二个频带SB2的信号s2(t)的三阶失真频率特性补偿器1290b也具有与图13所示的三阶失真频率特性补偿器1290a相同的结构，且执行相同的动作，因此省略其结构图及说明。
[实施例1的变形例2的调整处理流程P14]
图14中表示本变形例的控制器1411控制失真补偿信号产生路径112的调整处理流程P14。调整处理流程P14中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、三阶失真频率特性补偿器1290a的调整（S1290a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、副三阶失真频率特性补偿器1390a的调整（S1390a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、三阶失真频率特性补偿器1290b的调整（S1290b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整（S1390b）。
可以根据与实施例1的调整处理流程P12相同的理由，在执行至副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整之后，通过失真观测器1421测定失真分量的各个波段的功率，重复执行调整直到测定出的波段内的功率均变成预先规定的阈值PTH以下。
[实施例1的变形例2的调整处理流程P15]
三阶失真向量调整器无法补偿具有频率相依性的失真分量，因此，有时在利用三阶失真向量调整器补偿失真分量后再利用三阶失真频率特性补偿器补偿具有频率相依性的失真分量，反而会以更少反复次数实现所有波段内的功率变成阈值PTH以下。因此，控制器1411的调整处理流程也可以设为以下说明的调整处理流程P15。
图15中表示本变形例的控制器1411控制失真补偿信号产生路径112的调整处理流程P15。调整处理流程P15中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真频率特性补偿器1290a的调整（S1290a）、副三阶失真频率特性补偿器1390a的调整（S1390a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、三阶失真频率特性补偿器1290b的调整（S1290b）、副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整（S1390b）。然后，通过失真观测器1421测定失真分量在各个波段的功率（S901）。判断测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S991）。若所有波段的功率均为阈值PTH以下，则结束调整处理流程P15。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。在S991中满足条件之前、或达到预先规定的次数之前反复执行一连串的反复处理。
[实施例1的变形例2的调整处理流程P16]
根据与实施例1的变形例2的调整处理流程P15相同的理由，控制器1411的调整处理流程也可以如以下说明的调整处理流程P16那样构成。
图16中表示本变形例的控制器1411控制失真补偿信号产生路径112的调整处理流程P16。调整处理流程P16中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、三阶失真频率特性补偿器1290a的调整（S1290a）、副三阶失真频率特性补偿器1390a的调整（S1390a）、三阶失真频率特性补偿器1290b的调整（S1290b）、副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整（S1390b）。然后，通过失真观测器1421测定失真分量在各个波段的功率（S901）。判断测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S991）。若所有波段的功率均为阈值PTH以下，则结束调整处理流程P16。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。在S991中满足条件之前、或达到预先规定的次数之前反复执行一连串的反复处理。
[实施例1的变形例2的调整处理流程P17]
根据与实施例1的调整处理流程P13相同的理由，控制器1411的调整处理流程也可以如以下说明的调整处理流程P17那样构成。
图17中表示本变形例的控制器1411控制失真补偿信号产生路径112的调整处理流程P17。调整处理流程P17中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、三阶失真频率特性补偿器1290a的调整（S1290a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、副三阶失真频率特性补偿器1390a的调整（S1390a），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU1和三阶失真分量下侧波段3DL1内的功率（S902）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S992）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。另一方面，依次执行三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、三阶失真频率特性补偿器1290b的调整（S1290b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整（S1390b），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU2和三阶失真分量下侧波段3DL2内的功率（S903）。判断测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S993）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）。在S992和S993中均满足条件的情况下，结束调整处理流程P17（S999）。
根据与实施例1的变形例2的调整处理流程P15相同的理由，也可以依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真频率特性补偿器1290a的调整（S1290a）、副三阶失真频率特性补偿器1390a的调整（S1390a）。另外，还可以依次执行三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、三阶失真频率特性补偿器1290b的调整（S1290b）、副三阶失真频率特性补偿器1390b的调整（S1390b）。
本变形例中，在所有三阶失真向量调整器的后级设置三阶失真频率特性补偿器，但设想因功率放大器230的特性不同，在特定的失真分量中频率相依性小的情况。该情况下，也可以不设置与频率相依性小的失真分量对应的三阶失真频率特性补偿器。例如，在与副三阶失真向量调整器1340b对应的失真分量的频率相依性小的情况下，也可以不设置副三阶失真频率特性补偿器1390b。
[实施例2]
在通过功率放大器放大使用不同的两个以上的频带的信号时，频带的间隔广的情况下，假定一个DAC不满足采样定理。此外，在利用一个DAC构成预失真器的情况下，频率间隔的增加会导致DAC的采样率上升，从而引起DAC的功耗增加。为了解决该问题，可以如实施例2那样构成。
本实施例的预失真器13与实施例1（图2、3）的预失真器10的不同之处在于：线性传递路径、信号加算器及DAC的组分别为NB个、即以频带的数量设置；失真补偿信号产生路径的输出以频带的数量NB设置；对NB个线性传递路径和失真补偿信号产生路径分别分配来自信号产生装置的信号；及各线性传递路径具有数字滤波器。放大装置的不同之处在于：正交调制器和升频器的组以频带的数量NB设置；设有将从NB个升频器输出的信号合成的功率合成器。因此，功率放大器230中输入的是经过功率合成器后的信号。
参照图18、图19，详细说明本发明的实施例2的预失真器13的动作。图18是表示本实施例的预失真器13及周边装置的整体结构的方框图。图19是表示本实施例的预失真器13具备的失真补偿信号产生路径113的结构的方框图。本实施例的周边装置有信号产生装置40、放大装置21、反馈信号生成装置30及输出端子50。
本实施例的预失真器13包含失真补偿信号产生路径113、控制部140、线性传递路径151a、151b、信号分配部162、信号合成部171、DAC180a、DAC180b及ADC190。
信号分配部162包含分配器1611和分配部1620。分配器1611将信号产生装置40输出的输入信号分配给线性传递路径151a、150b和失真补偿信号产生路径113。
线性传递路径151a包含延迟器1510a和数字滤波器1520a。数字滤波器1520a使信号分配器1611输出的输入信号之中使用第一个频带的信号通过，生成个别载波输入信号s1(t)。延迟器1510a延迟数字滤波器1520a输出的个别载波输入信号s1(t)，使其与经由失真补偿信号产生路径113输入至信号加算器1710a的失真补偿信号的延迟时间一致。同样地，线性传递路径151b包含延迟器1510b和数字滤波器1520b。数字滤波器1520b使信号分配器1611输出的输入信号之中使用第二个频带的信号通过，生成个别载波输入信号s2(t)。延迟器1510b延迟数字滤波器1520b输出的个别载波输入信号s2(t)，使其与经由失真补偿信号产生路径113输入至信号加算器1710b的失真补偿信号的延迟时间一致。
信号合成部171包含加算器1710a、1710b和合成部1720a、1720b。加算器1710a将线性传递路径151a输出的信号和合成部1720a输出的信号合成。加算器1710b将线性传递路径151b输出的信号和合成部1720b输出的信号合成。关于合成部1720a、1720b，将在后述的失真补偿信号产生路径113的说明中进行说明。
DAC180a将信号加算器1710a输出的数字信号转换成模拟信号。同样地，DAC180b将信号加算器1710b输出的数字信号转换成模拟信号。
放大装置21包含正交调制器210a、210b、升频器220a、220b、功率放大器230及功率合成器240。正交调制器210a对DAC180a输出的模拟信号进行正交调制。同样地，正交调制器210b对DAC180b输出的模拟信号进行正交调制。升频器220a将正交调制器210a输出的信号升频至目标频率。同样地，升频器220b将正交调制器210b输出的信号升频至目标频率。功率合成器240将升频器220a、220b输出的信号合成。功率放大器230将功率合成器240输出的信号放大至目标功率。在一个升频器能够将使用不同频带的信号升频至规定频率的情况下，从削减电路零件数的观点出发，也可以设为利用功率合成器240将正交调制器210a、210b的输出合成，然后利用一个升频器将该输出升频的结构。
从DAC180a输出后经由正交调制器210a和升频器220a而输入至功率合成器240的信号的延迟时间、和从DAC180b输出后经由正交调制器210b和升频器220b而输入至功率合成器240的信号的延迟时间分别被调整为相同。在延迟时间产生较大差异的情况下，预失真器13产生的失真补偿信号和功率放大器230产生的失真分量会产生差异，因此失真补偿量有可能变差。
若将预失真器13使用的频带以各自的中心频率Fc1和Fc2=Fc1+ΔFC表示，则设为DAC180a会对使用Fc1的信号进行数字模拟转换，DAC180b会对使用Fc2的信号进行数字模拟转换。此时，通常DAC180b需要对以距直流分量相差ΔFC的频率为中心的信号进行数字模拟转换，这样会导致采样率上升。为了解决该问题，可以在信号加算器1710b至DAC180b之间转换信号的频率使其以直流分量为中心。具体来说，使用快速傅立叶变换从时域转换成频域，使频率移位－ΔFC。然后，通过快速傅立叶反变换从频域转换成时域。此时，执行下采样以便成为预先规定的采样率。将下采样后的信号输入至DAC180b。升频器220b将经由正交调制器210b后的DAC180b的输出升频至Fc2。另一方面，在信号加算器1710a至DAC180a之间也执行下采样以便成为预先规定的采样率，将下采样后的信号输入至DAC180a。升频器220a将经由正交调制器210a后的DAC180a的输出升频至Fc1。由此，可降低DAC的采样率，避免因采样率上升所致的功耗量增加。以下，在使用多个DAC的结构中，也可以这样构成。
失真补偿信号产生路径113包含信号产生部120a、信号产生部120b和副信号产生部130。前述的合成部1720a将信号产生部120a具备的三阶失真向量调整器1240a和副信号产生部130具备的副三阶失真向量调整器1340a各自输出的信号合成而生成失真补偿信号，并将其输出至信号加算器1710a。同样地，前述的合成部1720b将信号产生部120b具备的三阶失真向量调整器1240b和副信号产生部130具备的副三阶失真向量调整器1340b各自输出的信号合成而生成失真补偿信号，并将其输出至信号加算器1710b。
本实施例的控制器1410控制失真补偿信号产生路径113的调整处理流程与实施例1相同。
[实施例2的变形例1]
与DAC同样地在一个ADC无法应对多个频带的情况下，可以如实施例2的变形例1那样构成。
本变形例的预失真器14与实施例2的预失真器13的不同之处在于：以频带的数量包含ADC和失真观测器；控制器参照各失真观测器的测定结果。反馈信号生成装置的不同之处在于：包含从定向耦合器分配输出信号的功率分配器；以频带的数量设置降频器和正交解调器。
参照图20、图21，详细说明本发明的实施例2的变形例1的预失真器14的动作。图20是表示本变形例的预失真器14及周边装置的整体结构的方框图。图21是表示本变形例的预失真器14具备的失真补偿信号产生路径114的结构的方框图。本变形例的周边装置有信号产生装置40、放大装置21、反馈信号生成装置31及输出端子50。
本变形例的预失真器14包含失真补偿信号产生路径114、控制部142、线性传递路径151a、151b、信号分配部161、信号合成部171、DAC180a、DAC180b、ADC190a及ADC190b。
反馈信号生成装置31包含定向耦合器310、降频器320a、320b、正交解调器330a、330b和功率分配器340。功率分配器340将定向耦合器310输出的反馈信号分配给降频器320a和降频器320b。降频器320a将定向耦合器310输出的信号降频至规定的频率。于此，降频器320a仅使使用第一个频带的信号通过。同样地，降频器320b将定向耦合器310输出的反馈信号降频至规定的频率。于此，降频器320b仅使使用第二个频带的信号通过。正交解调器330a将降频器320a输出的信号解调成I相信号和Q相信号。同样地，正交解调器330b将降频器320b输出的信号解调成I相信号和Q相信号。
在降频器320能够宽频化的情况下，也可以构成为仅用一个降频器320接受定向耦合器310的输出，通过分配器340将降频器320的输出分配给正交解调器330a和330b，由此减少零件件数。
控制部142包含失真观测器1422a、1422b和控制器1412。失真观测器1422a观测第一个频带附近产生的失真分量，并将测定结果传递给控制器1412。同样地，失真观测器1422b观测第二个频带附近产生的失真分量，并将测定结果传递给控制器1412。
从减轻数字信号处理的负荷而简便地观测失真分量、或简化预失真器之类的观点出发，失真观测器1422a及1422b也可以用模拟电路构成。此时，作为失真观测器1422a及1422b的结构，例如可以使用期望测定功率的频带的数量、此处为两个带通滤波器和两个功率测定器。另外，ADC190a设置在失真观测器1422a和控制器1412之间，ADC190b设置在失真观测器1422b和控制器1412之间。失真观测器1422a针对正交解调器330a输出的反馈信号，使带通滤波器仅让期望测定功率的频带的信号通过，并利用功率测定器测定带通滤波器输出的信号的功率。将此测定结果经由ADC190而传递给控制器1412。此时，在能够根据降频器320a输出的信号测定所需频带中的功率的情况下，也可以不使用正交解调器330a。同样地，失真观测器1422b针对降频器320b输出的信号或正交解调器330b输出的反馈信号，使带通滤波器仅让期望测定功率的频带的信号通过，并利用功率测定器测定带通滤波器输出的信号的功率。将此测定结果经由ADC190b而传递给控制器1412。此时，在能够根据降频器320b输出的信号测定所需频带中的功率的情况下，也可以不使用正交解调器330b。
[实施例2的变形例2]
在由各自的信号产生装置产生同时使用两个不同频带的信号的情况下，也可以如实施例2的变形例2那样构成。
本变形例的预失真器15与实施例2的预失真器13（图18）的不同之处在于：使用两个信号产生装置40a、40b和两个信号分配器1610a、1610b；对失真补偿信号产生路径115分别输入两个频带的信号。与失真补偿信号产生路径113（图19）的不同之处在于：分配部1622由两个分配器1630a、1630b和合成器1640构成。
参照图22、图23，详细说明本发明的实施例2的变形例2的预失真器15的动作。图22是表示本变形例的预失真器15及周边装置的整体结构的方框图。图23是表示本变形例的预失真器15具备的失真补偿信号产生路径115的结构的方框图。本变形例的周边装置有信号产生装置40a、40b、放大装置21、反馈信号生成装置30及输出端子50。信号产生装置40a、40b分别产生第一个频带的信号和第二个频带的信号，并分别提供给分配器1610a、1610b。本结构中，信号产生器40a、40b均可以为基带信号。由此，可以降低信号处理部的处理速度，能够利用动作时钟低的DSP(digital signal processor，数字信号处理器)或FPGA(field programmable array，现场可编程阵列)之类的信号处理部来实现预失真器。此时，升频器220b使得经由正交调制器210b后从DAC180b输出的信号的中心频率，相对于从升频器220a输出的信号的中心频率具有规定的频率间隔。
本变形例的预失真器15包含失真补偿信号产生路径115、控制部140、线性传递路径150a、150b、信号分配部163、信号合成部171、DAC180a、DAC180b及ADC190。
信号分配部163包含分配器1610a、1610b和分配部1622。信号分配器1610a将信号产生装置40a输出的输入信号分配给线性传递路径150a和失真补偿信号产生路径115。同样地，信号分配器1610b将信号产生装置40b输出的输入信号分配给线性传递路径150b和失真补偿信号产生路径115。分配部1622包含分配器1630a、分配器1630b和合成器1640。分配器1630a将信号分配器1610a输出的输入信号分配给信号产生部120a和合成器1640。同样地，分配器1630b将信号分配器1610b输出的输入信号分配给信号产生部120b和合成器1640。合成器1640将分配器1630a输出的信号和分配器1630b输出的信号合成并输出至副信号产生部130。
线性传递路径150a包含延迟器1510a。延迟器1510a延迟信号分配器1610a输出的信号，使得延迟器1510a的输出的延迟时间、和经由失真补偿信号产生路径115而输入至信号加算器1710a的失真补偿信号的延迟时间一致。同样地，线性传递路径150b包含延迟器1510b。延迟器1510b延迟信号分配器1610b输出的信号，使得延迟器1510b的输出的延迟时间、和经由失真补偿信号产生路径115而输入至信号加算器1710b的失真补偿信号的延迟时间一致。
[实施例3]
在通过功率放大器放大同时使用不同的两个频带的信号(以下，将两个信号之中频率低的一方表示为信号S1、将频率高的一方表示为信号S2)的情况下，功率放大器不仅在信号S1的波段附近和信号S2的波段附近分别产生失真分量，且在以各个信号的中心频率为基准偏离了信号的频率间隔的频率中也分别产生失真分量。例如，在将信号1和信号2的频率间隔设为100MHz的情况下，在比信号1的中心频率低100MHz的频率和比信号2的中心频率高100MHz的频率中分别产生失真分量。在具有发送部和接收部的通信装置中，通常该失真分量是经由输出端子后被未图示的双工器之类的无线电路抑制。但是，在产生失真分量的频率和用于接收的频率相同等情况下，则会产生若追加用于抑制失真分量的无线电路则输出端子至天线的损耗增大、由于追加无线电路而导致成本和电路规模增加之类的课题。另一方面，在实施例1的预失真器10具备的失真补偿信号产生路径110的结构中，补偿这些失真分量的分量通过副数字滤波器1310a、1310b而分别被抑制。为了解决该课题，可如实施例3那样构成。
参照图24、图25，详细说明本发明的实施例3的预失真器16的动作。图24是表示本实施例的预失真器16及周边装置的整体结构的方框图。图25是表示本实施例的预失真器16具备的失真补偿信号产生路径116的结构的方框图。
本实施例的预失真器16包含失真补偿信号产生路径116、控制部143、线性传递路径150、信号分配部160、信号合成部170、DAC180及ADC190。
控制部143包含控制器1413和失真观测器1423。失真观测器1423根据ADC190输出的信号，不仅能够以预先规定的带宽测定信号S1附近和信号S2附近的失真分量，还能够以预先规定的带宽测定比信号S1低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量、和比信号S2高信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量的功率。产生后者两个失真分量的频率中不含欲通过天线发送的分量，因此，优选分别以这些失真分量的频率为中心，例如从图10所示的三阶失真分量下侧波段3DL1的下端至三阶失真分量上侧波段3DU1的上端为止以相同带宽测定功率。
失真补偿信号产生路径116包含信号产生部120a、120b和副信号产生部133。副信号产生部133包含副三阶失真产生器1320、相位调整器1350a、相位调整器1350b、合成器1360、副分配器1331、副数字滤波器1310a、1310b、1310c、1310d及副三阶失真向量调整器1340a、1340b、1340c、1340d。
副分配器1331将合成器1360输出的信号分配给副数字滤波器1310a、1310b、1310c、1310d。
副数字滤波器1310c使与比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量相对应的信号通过，生成副载波互调失真信号。假设通过副数字滤波器1310c的带宽为事先规定。副三阶失真向量调整器1340c基于由控制器1413提供的控制信息，调整副数字滤波器1310c输出的副载波互调失真信号的相位和振幅，生成副载波互调失真补偿信号，并将其输出至合成部1721。同样地，副数字滤波器1310d使与比信号S2的中心频率高信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量相对应的信号通过，生成副载波互调失真信号。假设通过副数字滤波器1310d的带宽也是事先规定。副三阶失真向量调整器1340d基于由控制器1413提供的控制信息，调整副数字滤波器1310d输出的副载波互调失真信号的相位和振幅，生成副载波互调失真补偿信号，并将其输出至合成部1721。
合成部1721将三阶失真向量调整器1240a、1240b和副三阶失真向量调整器1340a、1340b、1340c、1340d各自输出的信号合成而生成失真补偿信号，并将其输出至信号加算器1710。
于此，如上所述说明的是同时使用两个隔开的频带的情况。在输入信号的频带接近的情况下，隔开所述信号的频率间隔的频率中产生的失真分量产生于输入信号的频带附近。补偿该失真分量的失真补偿信号也可以通过本实施例的结构来生成，因此，在输入信号的频带接近的情况下也能应用本实施例。
[实施例3的调整处理流程P31]
图26中表示本实施例的控制器1413控制失真补偿信号产生路径116的调整处理流程P31。调整处理流程P31中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）、副三阶失真向量调整器1340d的调整（S1340d）。副三阶失真向量调整器1340c的调整是参照由失真观测器1423测定与副数字滤波器1310c输出的信号对应的功率放大器230产生的失真分量的功率后的结果，按照与三阶失真向量调整器1240a的调整相同的顺序，分别调整相位值和振幅值。同样地，副三阶失真向量调整器1340d的调整是参照由失真观测器1423测定与副数字滤波器1310d输出的信号对应的功率放大器230产生的失真分量的功率后的结果，按照与三阶失真向量调整器1240a的调整相同的顺序，分别调整相位值和振幅值。
[实施例3的调整处理流程P32]
根据与实施例1的调整处理流程P12相同的理由，控制器1413的调整处理流程也可以如调整处理流程P32那样构成。
图27中表示本实施例的控制器1413控制失真补偿信号产生路径116的调整处理流程P32。调整处理流程P32通过与调整处理流程P31相同的处理，执行至副三阶失真向量调整器1340d的调整之后，通过失真观测器1423测定失真分量在各个波段的功率（S904）。判断测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S994）。若所有波段的功率均为阈值PTH以下，则结束调整处理流程P32。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。在满足S994的条件之前、或达到预先规定的次数之前，反复执行一连串的反复处理。
在S904中，失真观测器1423除了测定失真分量在各个波段的功率外，还分别测定比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率、和比信号S2的中心频率高信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率。
[实施例3的调整处理流程P33]
在副三阶失真向量调整器1340c和副三阶失真向量调整器1340d减少的失真分量对其他波段产生的失真分量造成的影响小的情况下，通过将控制器1413的调整处理流程设为以下说明的调整处理流程P33，而变成并行处理，由此能够期待进一步减少调整处理所需的时间。
图28中表示本实施例的控制器1413控制失真补偿信号产生路径116的调整处理流程P330。调整处理流程P33中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU1、三阶失真分量下侧波段3DL1、三阶失真分量上侧波段3DU2和三阶失真分量下侧波段3DL2的功率（S905）。判断测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S995）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。另一方面，依次执行副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）、副三阶失真向量调整器1340d的调整（S1340d），分别测定比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率、和比信号S2的中心频率高信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率（S906）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S996）。在不满足条件的情况下，返回到副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）。在S995和S996中均满足条件的情况下，结束调整处理流程P33（S999）。
[实施例3的调整处理流程P34]
在失真分量的相互相依关系带来的影响小的情况下，通过将控制器1413的调整处理流程设为以下说明的调整处理流程P34，能够期待进一步减少调整处理所需的时间。
图29中表示本实施例的控制器1413控制失真补偿信号产生路径116的调整处理流程P34。调整处理流程P34中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU1和三阶失真分量下侧波段3DL1的功率（S902）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S992）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。另外，依次执行三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU2和三阶失真分量下侧波段3DL2内的功率（S903）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S993）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）。另一方面，依次执行副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）、副三阶失真向量调整器1340d的调整（S1340d），分别测定比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率、和比信号S2的中心频率高信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率（S906）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S996）。在不满足条件的情况下，返回到副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）。在S992、S993和S996中均满足条件的情况下，结束调整处理流程P34（S999）。
为了进一步减少调整处理所需的时间，也可以并行地进行副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）和副三阶失真向量调整器1340d的调整（S1340d）。此时，执行副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c），测定比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量波段内的功率，并判定测定出的波段内的功率是否为预先规定的阈值PTH以下。在不满足条件的情况下，返回到副三阶失真向量调整器1340c的调整（S1340c）。副三阶失真向量调整器1340d的调整（S1340d）也相同。
于此，说明了如图4所示那样信号S1与信号S2的中心频率隔开的情况，但在信号S1与信号S2的中心频率接近的情况下，即信号S1与信号S2的波段连续的情况下，也可以用同样的观点应对。但是，在补偿与信号S1同一波段或比信号S1低的频率中产生的失真分量的情况下，图10的3DU1的失真分量产生于与信号S1相同的波段，因此，不观测3DU1的失真分量，而仅在3DL1的波段观测失真分量。仅在3DL1的波段产生失真分量的情况下，例如可以观测信号S2的EVM(error vector magnitude，误差向量幅度)之类的指标，分别调整补偿该失真分量的信号的振幅和相位以改善EVM。另一方面，在补偿与信号S2同一波段或比信号S2高的频率中产生的失真分量的情况下，3DL2的失真分量为与信号S1同一波段，因此无法被观测到，所以仅观测3DU2的波段的失真分量。另外，在通过副数字滤波器1310a和1310c的波段重合的情况下无法补偿失真分量，因此理想的是并非使用副数字滤波器1310a、1310b、1310c、1310d的结构，而是设为使三阶失真计算器具备生成在比信号S1的中心频率低信号S1与信号S2的频率间隔的频率中产生的失真分量的功能的结构。在通过副数字滤波器1310b和1310d的波段重合的情况下也相同。
[实施例3的变形例]
在实施例3的预失真器16中，由于与实施例2相同的理由而一个DAC无法应对的情况下，尤其是无法从一个DAC中输出用于补偿与各信号的中心频率相隔频率间隔的失真分量的失真补偿信号的情况下，可以如实施例3的变形例那样构成。
本变形例的预失真器17与实施例3的预失真器16的不同之处在于：追加了两个DAC，失真补偿信号产生路径117的输出为3组，失真补偿信号产生路径的输出分别被提供给不同的DAC。放大装置的不同之处在于：以DAC的数量设置正交调制器210和升频器220；包含用于合成升频器220的输出的功率合成器240；将经由功率合成器240后的信号输出至功率放大器230。
参照图30、图31，详细说明本变形例的预失真器17的动作。图30是表示本变形例的预失真器17及周边装置的整体结构的方框图。图31是表示本变形例的预失真器17具备的失真补偿信号产生路径117的结构的方框图。本变形例的周边装置有信号产生装置40、放大装置22、反馈信号生成装置30及输出端子50。
本变形例的预失真器17包含失真补偿信号产生路径117、控制部143、线性传递路径150、信号分配部160、信号合成部170、DAC180a、DAC180b、DAC180c及ADC190。
DAC180a将信号合成部170输出的数字信号转换成模拟信号。另外，DAC180b将副信号产生部133具备的副三阶失真向量调整器1340c输出的数字信号转换成模拟信号。同样地，DAC180c将副信号产生部133具备的副三阶失真向量调整器1340d输出的数字信号转换成模拟信号。
放大装置22包含正交调制器210a、210b、210c、升频器220a、220b、220c、功率放大器230和功率合成器240。正交调制器210a对DAC180a输出的模拟信号进行正交调制。另外，正交调制器210b对DAC180b输出的模拟信号进行正交调制。同样地，正交调制器210c对DAC180c输出的模拟信号进行正交调制。升频器220a将正交调制器210a输出的信号升频至目标频率。另外，升频器220b将正交调制器210b输出的信号升频至目标频率。同样地，升频器220c将正交调制器210c输出的信号升频至目标频率。功率合成器240将升频器220a、220b、220c输出的信号合成。功率放大器230将功率合成器240输出的信号放大至目标功率。在一个升频器能够将使用不同频带的信号升频至规定频率的情况下，从削减电路零件数的观点出发，也可以设为利用功率合成器240将正交调制器210a、210b、210c的输出合成后，通过一个升频器升频至规定频率的结构。
[实施例4]
为了提高预失真器的失真补偿量，有效的是产生能够补偿如ND为5这样的高阶的失真分量的失真补偿信号。
参照图32、图33、图34，详细说明本发明的实施例4的预失真器18的动作。图32是表示本实施例的预失真器18及周边装置的整体结构的方框图。图33是表示本发明的实施例4的预失真器18具备的失真补偿信号产生路径118中的信号产生部123a、123b的结构的方框图。图34是表示本实施例的预失真器18具备的失真补偿信号产生路径118中的副信号产生部134的结构的方框图。
本实施例的预失真器18包含失真补偿信号产生路径118、控制部144、线性传递路径150、信号分配部161、信号合成部172、DAC180及ADC190。
控制部144包含控制器1414和失真观测器1424。失真观测器1424除了功率放大器230产生的三阶的失真分量之外，还按各个预先规定的带宽测定与五阶的失真分量对应的波段内的功率，并将此测定结果传递给控制器1414。控制器1414基于失真观测器1424的测定结果来控制失真补偿信号产生路径118。
失真补偿信号产生路径118包含信号产生部123a、123b和副信号产生部134。信号产生部123a包含数字滤波器1210a、分配器1230c、三阶失真产生器1220a、三阶失真向量调整器1240a、五阶失真产生器1250a和五阶失真向量调整器1260a。分配器1230c将数字滤波器1210a输出的个别载波输入信号分配给三阶失真产生器1220a、五阶失真产生器1250a和副信号产生部134。五阶失真产生器1250a为了产生五阶失真分量，将分配器1230c输出的个别载波输入信号进行五次方，生成个别载波失真信号。五阶失真向量调整器1260a基于由控制器1414提供的控制信息，调整五阶失真产生器1250a输出的个别载波失真信号的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1722。同样地，信号产生部123b包含数字滤波器1210b、分配器1230d、三阶失真产生器1220b、三阶失真向量调整器1240b、五阶失真产生器1250b和五阶失真向量调整器1260b。分配器1230d将数字滤波器1210b输出的个别载波输入信号分配给三阶失真产生器1220b、五阶失真产生器1250b和副信号产生部134。五阶失真产生器1250b为了产生五阶失真分量，将分配器1230d输出的个别载波输入信号进行五次方，生成个别载波失真信号。五阶失真向量调整器1260b基于由控制器1414提供的控制信息，调整五阶失真产生器1250b输出的个别载波失真信号的相位和振幅，生成个别载波失真补偿信号，并将其输出至合成部1722。
如图34所示，副信号产生部134包含三阶失真计算器1370、副三阶失真向量调整器1340a、1340b、五阶失真计算器1375和副五阶失真向量调整器1380a、1380b、1380c、1380d。五阶失真计算器1375根据分配器1230c输出的个别载波输入信号和分配器1230d输出的个别载波输入信号，生成载波互调失真信号。于此，若将分配器1230c输出的信号设为上述的s1(t)、将分配器1230d输出的信号设为上述的s2(t)，则五阶的失真分量dE(t)可以表示为式（5）。
[数7]
d E ( t ) = | s 1 ( t ) + s 2 ( t ) | 4 ( s 1 ( t ) + s 2 ( t ) ) = | s 1 ( t ) | 4 s 1 ( t ) + | s 2 ( t ) | 4 s 2 ( t ) + | s 1 ( t ) | 2 ( 2 s 1 2 ( t ) s 2 * ( t ) + 3 s 1 * ( t ) s 2 2 ( t ) ) + | s 2 ( t ) | 2 ( 3 s 1 2 ( t ) s 2 * ( t ) + 2 s 1 * ( t ) s 2 2 ( t ) ) + 3 | s 2 ( t ) | 4 s 1 ( t ) + 3 | s 1 ( t ) | 4 s 2 ( t ) + 6 | s 1 ( t ) | 2 | s 2 ( t ) | 2 s 1 ( t ) + 6 | s 1 ( t ) | 2 | s 2 ( t ) | 2 s 2 ( t ) + ( s 1 ( t ) s 2 * ( t ) ) 2 s 1 ( t ) + ( s 1 * ( t ) s 2 ( t ) ) 2 s 2 ( t ) - - - ( 5 )
s1(t)和s2(t)的频率间隔相隔较大的情况下（例如100MHz），dE(t)之中包含与s1(t)相同频带的失真分量为|s1(t)|4s1(t)、3|s2(t)|4s1(t)、6|s1(t)|2|s2(t)|2s1(t)，包含与s2(t)相同频带的失真分量为|s2(t)|4s2(t)、3|s1(t)|4s2(t)、6|s1(t)|2|s2(t)|2s2(t)。于此，|s1(t)|4s1(t)是由五阶失真产生器1250a生成，|s2(t)|4s2(t)是由五阶失真产生器1250b生成。因此，在五阶失真计算器1375中，根据分配器1230c输出的个别载波输入信号s1(t)和分配器1230d输出的个别载波输入信号s2(t)，生成载波互调失真信号，并分别输出至副五阶失真向量调整器1380a～1380d。于此，设为通过3|s2(t)|4s1(t)计算的载波互调失真信号被输出至副五阶失真向量调整器1380a，通过6|s1(t)|2|s2(t)|2s1(t)计算的载波互调失真信号被输出至副五阶失真向量调整器1380b，通过3|s1(t)|4s2(t)计算的载波互调失真信号被输出至副五阶失真向量调整器1380c，通过6|s1(t)|2|s2(t)|2s2(t)计算的载波互调失真信号被输出至副五阶失真向量调整器1380d。
副五阶失真向量调整器1380a～1380d分别基于由控制器1414提供的控制信息，调整五阶失真计算器1375输出的载波互调失真信号的相位和振幅，生成载波互调失真补偿信号，并将其输出至合成部1722。
合成部1722将三阶失真向量调整器1240a、1240b、五阶失真向量调整器1260a、1260b、副三阶失真向量调整器1340a、1340b及副五阶失真向量调整器1380a～1380d的输出合成，并输出至信号加算器1710。
[实施例4的调整处理流程P41]
图35中表示本实施例的控制器1414控制失真补偿信号产生路径118的调整处理流程P41。调整处理流程12中依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、五阶失真向量调整器1260a的调整（S1260a）、副五阶失真向量调整器1380a的调整（S1380a）、副五阶失真向量调整器1380b的调整（S1380b）、五阶失真向量调整器1260b的调整（S1260b）、副五阶失真向量调整器1380c的调整（S1380c）、副五阶失真向量调整器1380d的调整（S1380d）。
[实施例4的调整处理流程P42]
根据与实施例1的调整处理流程P12相同的理由，控制器1414的调整处理流程也可以如以下说明的调整处理流程P42那样构成。
图36中表示本实施例的控制器1414控制失真补偿信号产生路径118的调整处理流程P42。调整处理流程P42中通过与调整处理流程P41相同的处理，执行至副五阶失真向量调整器1380d的调整之后，通过失真观测器1424测定失真分量在各个波段的功率（S901）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S991）。若所有波段的功率均为阈值PTH以下，则结束调整处理流程P42。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。在满足S991的条件之前、或达到预先规定的次数之前，反复执行一连串的反复处理。
[实施例4的调整处理流程P43]
根据与实施例1的调整处理流程P13相同的理由，控制器1414的调整处理流程也可以如以下说明的调整处理流程P43那样构成。
图37中表示本实施例的控制器1414控制失真补偿信号产生路径118的调整处理流程P43。调整处理流程P43中，依次执行三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）、副三阶失真向量调整器1340a的调整（S1340a）、五阶失真向量调整器1260a的调整（S1260a）、副五阶失真向量调整器1380a的调整（S1380a）、副五阶失真向量调整器1380b的调整（S1380b），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU1、三阶失真分量下侧波段3DL1、如图4中虚线所示那样具有三阶失真分量上侧波段3DU1的2倍的带宽的五阶失真分量上侧波段5DU1、和具有三阶失真分量下侧波段3DL1的2倍的带宽的五阶失真分量下侧波段5DL1的功率（S907）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S997）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240a的调整（S1240a）。另一方面，依次执行三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）、副三阶失真向量调整器1340b的调整（S1340b）、五阶失真向量调整器1260b的调整（S1260b）、副五阶失真向量调整器1380c的调整（S1380c）、副五阶失真向量调整器1380d的调整（S1380d），分别测定三阶失真分量上侧波段3DU2、三阶失真分量下侧波段3DL2、五阶失真分量上侧波段5DU2、五阶失真分量下侧波段5DU2的功率（S908）。判定测定出的波段内的功率是否均为预先规定的阈值PTH以下（S998）。在不满足条件的情况下，返回到三阶失真向量调整器1240b的调整（S1240b）。在S997和S998中均满足条件的情况下，结束调整处理流程P43（S999）。
在补偿7阶失真分量之类的更高阶的失真分量的情况下，参照本实施例的结构，对信号产生部123a、信号产生部123b和副信号产生部134分别附加使其产生用于补偿高阶失真分量的信号，并调整该信号的相位和振幅的功能。
工业上的可利用性
本发明的预失真器可以利用于移动体通信的基站中使用的发送放大器。

Claims (9)

1.一种预失真器，对包含多个载波的输入信号附加失真补偿信号并将其输出至放大装置，该预失真器包含：
线性传递路径，使所述输入信号延迟后传递；
多个信号产生部，对所述输入信号所含的各个载波，生成作为因该载波产生的失真分量的个别载波失真信号，调整该个别载波失真信号后输出个别载波失真补偿信号；
副信号产生部，根据所述输入信号和所述个别载波失真信号，生成在所述载波间产生的互调失真信号，根据该互调失真信号，至少提取与所述载波相同频带的分量分别作为载波互调失真信号，调整该载波互调失真信号后分别作为载波互调失真补偿信号输出；
信号分配部，将所述输入信号分配给所述线性传递路径、所述多个信号产生部和所述副信号产生部；
信号合成部，将所述个别载波失真补偿信号和所述相互载波失真补偿信号合成而生成所述失真补偿信号，将经过所述线性传递路径延迟的输入信号和该失真补偿信号合成而生成输出信号，并将该输出信号输出至所述放大装置；及
控制部，使用来自所述放大装置的反馈信号，控制所述信号产生部和所述副信号产生部。
2.一种预失真器，对包含多个载波的输入信号附加失真补偿信号并将其输出至放大装置，该预失真器包含：
线性传递路径，使所述输入信号延迟后传递；
多个信号产生部，对所述输入信号所含的各个载波，从所述输入信号提取与所述载波相同频带的分量作为个别载波输入信号，生成该个别载波输入信号的失真分量作为个别载波失真信号，调整该个别载波失真信号而生成个别载波失真补偿信号，并输出该个别载波输入信号和该个别载波失真补偿信号；
副信号产生部，根据所述个别载波输入信号，算出所述载波间产生的失真分量之中包含与所述载波相同频带的失真分量作为载波互调失真信号，调整该载波互调失真信号而输出载波互调失真补偿信号；
信号分配部，将所述输入信号分配给所述线性传递路径和所述多个信号产生部；
信号合成部，将所述个别载波失真补偿信号和所述载波互调失真补偿信号合成而生成所述失真补偿信号，将经过所述线性传递路径延迟的输入信号和该失真补偿信号合成而生成输出信号，并将该输出信号输出至所述放大装置；及
控制部，使用来自所述放大装置的反馈信号，控制所述信号产生部和所述副信号产生部。
3.根据权利要求1或2所述的预失真器，其中，
所述线性传递路径构成为，对所述输入信号所含的各个载波，生成个别载波输入信号，并使其延迟后传递，
所述信号合成部构成为，将经过所述线性传递路径延迟的个别载波输入信号、所述个别载波失真补偿信号和所述载波互调失真补偿信号，按各个相同频带进行合成，从而生成所述失真补偿信号。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的预失真器，其中，
所述信号产生部构成为，对以规定的频带宽度分割所述个别载波失真补偿信号而得的各个分割波段，调整所述个别载波失真补偿信号，
所述副信号产生部构成为，对所述各个分割波段调整所述载波互调失真补偿信号。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的预失真器，其中，
所述副信号产生部构成为，生成产生于从所述载波的中心频率隔开与所述载波间的频率间隔相同的频率间隔的频带中的失真分量即副载波互调失真信号，调整该副载波互调失真信号而生成副载波互调失真补偿信号，
所述信号合成部构成为，将所述个别载波失真补偿信号、所述载波互调失真补偿信号和所述副载波互调失真补偿信号合成而生成所述失真补偿信号，将经过所述线性传递路径延迟的输入信号和所述失真补偿信号合成而生成输出信号。
6.一种预失真器控制方法，用于权利要求1至4中任一项所述的预失真器中，该预失真器控制方法包含：
失真分量功率测定步骤，失真观测器根据所述反馈信号，在所述载波的各个频带中，测定包括存在于比所述载波的频带高的频带中的失真分量即失真分量上侧波段的功率、和存在于比所述载波的频带低的频带中的失真分量即失真分量下侧波段的功率在内的失真分量功率；
信号产生部控制步骤，控制器对所述信号产生部赋予控制信息，以便在所述载波的各个频带中降低所述失真分量功率；及
副信号产生部控制步骤，所述控制器对所述副信号产生部赋予控制信息，以便在所述载波的各个频带中降低所述失真分量功率。
7.根据权利要求6所述的预失真器控制方法，其中，
所述信号产生部控制步骤和所述副信号产生部控制步骤在所述载波的各个频带中并行地执行。
8.一种预失真器控制方法，用于权利要求5所述的预失真器中，该预失真器控制方法包含：
失真分量功率测定步骤，失真观测器根据所述反馈信号，在所述载波的各个频带中，测定包括存在于比所述载波的频带高的频带中的失真分量即失真分量上侧波段的功率、和存在于比所述载波的频带低的频带中的失真分量即失真分量下侧波段的功率在内的失真分量功率；
载波波段外失真分量功率测定步骤，所述失真观测器根据所述反馈信号，在从所述载波的中心频率隔开与所述载波间的频率间隔相同的频率间隔的各个载波波段外频带中，测定存在于该载波波段外频带的失真分量即载波波段外失真分量功率；
信号产生部控制步骤，控制器对所述信号产生部赋予控制信息，以便在所述载波的各个频带中降低所述失真分量功率；
副信号产生部控制步骤，所述控制器对所述副信号产生部赋予控制信号，以便在所述载波的各个频带中降低所述失真分量功率；及
副信号产生部载波波段外控制步骤，所述控制器对所述副信号产生部赋予控制信号，以便在各个所述载波波段外频带中降低所述载波波段外失真分量功率。
9.根据权利要求8所述的预失真器控制方法，其中，
所述信号产生部控制步骤和所述副信号产生部控制步骤在所述载波的各个频带中并行地执行，
所述副信号产生部载波波段外控制步骤与所述信号产生部控制步骤和所述副信号产生部控制步骤并行地执行。
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

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