JP6763292B2 - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置及び歪補償方法に関する。

従来、無線移動体通信の分野では、基地局等に用いられるパワーアンプの非線形歪を補償する技術が提案されている。かかる技術において、複数の周波数帯の信号を共通のパワーアンプにより同時に増幅する場合、複数の歪補償部やデュアルバンドＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を用いて、非線形歪を補償するものがある。更に、デュアルバンドＤＰＤを用いたパワーアンプでは、二次元ＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）の前段に、ｄｕａｌ−ｉｎｐｕｔ ｔｒｕｎｃａｔｅｄ Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｍｏｄｅｌのＶｏｌｔｅｒｒａフィルタを設け、二次歪も補償するものもある。他にも、他のバンドに生じる高調波や相互変調歪を逆特性となる信号に付加することにより歪補償を行うものや、非線形連立方程式を解くことにより歪補償を行うものがある。

特開２００２−０８４１４６号公報 特開２０１２−２２７８８１号公報 特開２０１４−００３５２７号公報

Ｂａｓｓａｍ， Ｓ．Ａ．， Ｈｅｌａｏｕｉ， Ｍ．， Ｇｈａｎｎｏｕｃｈｉ， Ｆ．Ｍ．， "２−Ｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ （２−Ｄ−ＤＰＤ） Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｃｏｎｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｕａｌ−Ｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， ｖｏｌ． ５９， ｎｏ． １０， ｐｐ． ２５４７−２５５３， Ｏｃｔ． ２０１１． Ｙｏｕｎｅｓ， Ｍ．， Ｇｈａｎｎｏｕｃｈｉ， Ｆ．Ｍ．， "Ｏｎ ｔｈｅ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｃｏｎｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｕａｌ−Ｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｅｘｈｉｂｉｔｉｎｇ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ａｎｄ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｉ， ｖｏｌ． ６０， ｎｏ． １１， ｐｐ． ３０５５−３０６８， Ｎｏｖ． ２０１３． 大田，川崎，木村，玉野井，馬庭透，"適応的マルチバンド共通増幅歪補償法の検討"，信学技報，ｖｏｌ． １１６，ｎｏ． １２，ＭＷ２０１６−２，ｐｐ． ７−１０，Ａｐｒ． ２０１６． Ｙｕｅｌｉｎ Ｍａ， Ｙａｓｕｓｈｉ Ｙａｍａｏ， "Ｓｐｅｃｔｒａ−Ｆｏｌｄｉｎｇ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｃｏｎｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｕａｌ−Ｂａｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， ｖｏｌ． ６３， ｎｏ． １０， ｐｐ． ３１６４−３１７４， Ｏｃｔ． ２０１５． Ｙｏｕｊｉａｎｇ Ｌｉｕ， Ｊｏｎｍｅｉ Ｊ． Ｙａｎ， Ｐｅｔｅｒ Ｍ． Ａｓｂｅｃｋ， "Ｃｏｎｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｕａｌ−Ｂａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ Ｗｉｔｈ ａ Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｌｏｏｐ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， ｖｏｌ． ６３， ｎｏ． ５， ｐｐ． １５５６−１５６８， Ｍａｙ ２０１５．

しかしながら、歪補償装置では、十分な歪補償性能が得られず、無線品質の低下を招いてしまうことがある。例えば、複数の周波数帯の信号を共通のパワーアンプにより同時に増幅する場合を想定する。この場合、２つのバンドの中心周波数が約２倍程度の関係（例えば、４．６ＧＨｚと９ＧＨｚ）にある条件下では、これらの中心周波数の差に相当する周波数や、低い方の中心周波数の２倍に相当する周波数において、偶数次の歪（以下、単に「偶数次歪」と記す。）が発生することがある。また、複数の周波数帯の信号を複数のパワーアンプで同時増幅して合成する場合であっても、合成器のアイソレーションが不十分なケースでは同様に偶数次歪が発生することがある。このような偶数次歪を補償するように歪補償装置を構成すると、歪補償装置の回路規模が増大することがある。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模を容易に低減できる歪補償装置及び歪補償方法を提供することを目的とする。

本願の開示する歪補償装置は、一つの態様において、送信信号を増幅するパワーアンプの出力に応じて、複数の奇数次歪が重ねられた第１の周波数成分と複数の偶数次歪が重ねられた第２の周波数成分とを含むフィードバック信号を生成するフィードバック部と、前記生成されたフィードバック信号から前記第１の周波数成分及び前記第２の周波数成分をそれぞれ分離して信号処理する信号処理部とを有する。

本願の開示する歪補償装置及び歪補償方法の一つの態様によれば、歪補償装置の回路規模を容易に低減できる。

図１は、実施例にかかる歪補償装置の構成を示す図である。 図２は、実施例における奇数次歪及び偶数次歪を含む周波数スペクトルを示す図である。 図３は、実施例における共通フィードバック信号処理部の構成を示す図である。 図４は、実施例にかかる歪補償装置の動作を示すフローチャートである。 図５は、変形例１における共通フィードバック信号処理部の構成を示す図である。 図６は、変形例２における共通フィードバック信号処理部の構成を示す図である。 図７は、変形例２及び変形例３における奇数次歪補償係数更新部の構成を示す図である。 図８は、変形例４における奇数次歪補償部の構成を示す図である。 図９は、変形例４における奇数次歪補償係数更新部の構成を示す図である。 図１０は、変形例４にかかる奇数次歪補償係数更新部及び奇数次歪補償部の動作を示すフローチャートである。 図１１は、変形例５における奇数次歪補償係数更新部の構成を示す図である。

以下に、本願の開示する歪補償装置及び歪補償方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例により開示技術が限定されるものではない。また、実施例において同一の機能を有する構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略される。

実施例にかかる歪補償装置について説明する。基地局において、送信信号をパワーアンプで増幅する際に、パワーアンプの非線形性が時間的に変動し得る。歪補償装置は、送信信号をパワーアンプで増幅する際におけるパワーアンプの非線形性を適応的に補償できる。

例えば、歪補償装置１は、図１で示すように、パワーアンプ４０及びアンテナ５０を有する。図１に示す歪補償装置１は、パワーアンプ４０の出力に応じた非定常データの歪補償を適応的に行うＤＰＤ（デジタルプレディストーション）技術を採用している。すなわち、歪補償装置１は、時間的に変動し得るパワーアンプ４０の非線形性に対して適応的に歪補償を行う。

パワーアンプ４０の非線形性に応じた歪のうち、パワーアンプ４０の非線形性を数学的にべき級数で展開して表した際の奇数次の項に対応した歪が奇数次歪と呼ばれ、偶数次の項に対応した歪が偶数次歪と呼ばれる。周波数スペクトルで見た場合、奇数次歪は、ＲＦバンド成分の周波数帯域及びＲＦバンド成分の３倍の周波数帯域などに現れ、偶数次歪は、ベースバンド近くの周波数帯域及びＲＦバンド成分の２倍の周波数帯域などに現れる。

送信信号がマルチバンド信号である場合、複数の周波数帯域の信号を同時に共通のパワーアンプ４０で増幅することがある。この際、ある周波数帯域の信号の非線形歪は他の周波数帯域の信号の影響を含む。例えば、図２に破線で示す周波数スペクトルにおいて、一点鎖線で囲った領域に歪が現れる。バンドＡとバンドＢとのデュアルバンド信号をパワーアンプ４０で共通増幅する場合、バンドＡの中心周波数をｆ_Ａとし、バンドＢの中心周波数をｆ_Ｂとすると、図２に示すように歪が現れる。バンドＡ，Ｂの周波数ｆ_Ａ，ｆ_Ｂの近傍領域のそれぞれに奇数次歪が現れ、バンドＡ，Ｂの差周波数ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ（＝ｆ_Ｃとする）の近傍領域とバンドＡの２倍の周波数２ｆ_Ａ（＝ｆ_Ｄとする）の近傍領域とに偶数次歪が現れる。すなわち、低バンド帯ＢＷ_Ｌにおいて、周波数ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ＝ｆ_Ｃの近傍領域に偶数次歪が現れ、周波数ｆ_Ａの近傍領域に奇数次歪が現れる。高バンド帯ＢＷ_Ｈにおいて、周波数ｆ_Ｂの近傍領域に奇数次歪が現れ、周波数２ｆ_Ａ＝ｆ_Ｄの近傍領域に偶数次歪が現れる。

図２に示すように、奇数次歪が送信信号の各ＲＦバンド成分（周波数ｆ_Ａ，ｆ_Ｂ）に周波数的に重複し得るのに対して、偶数次歪が各ＲＦバンドの帯域外に発生することがある。このため、偶数次歪は、各ＲＦバンドの帯域外の成分を選択的に減衰させるフィルタ処理で除去可能とみなされることがある。

しかしながら、パワーアンプ４０でマルチバンド信号を増幅する場合に、２つのバンドの中心周波数が約２倍程度の関係（２×ｆ_Ａ≒ｆ_Ｂ、例えば、ｆ_Ａ＝４．６ＧＨｚ、ｆ_Ｂ＝９ＧＨｚ）にあるような条件下では、偶数次歪がＲＦバンド成分に周波数的に近接し得る。バンドＡ，Ｂの差周波数ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの近傍に現れる偶数次歪が周波数ｆ_ＡのＲＦバンド成分（バンドＡ）に周波数的に近接し得る。バンドＡの２倍の周波数２ｆ_Ａの近傍に現れる偶数次歪が周波数ｆ_ＢのＲＦバンド成分（バンドＢ）に周波数的に近接し得る。このような偶数次歪が送信信号のＲＦバンド成分に近い周波数に発生すると、偶数次歪をフィルタによりカットすることは困難になり得る。また、カットするとしても、急峻なフィルタを用いるので、歪補償装置１の回路規模が大きくなってしまう可能性がある。

それに対して、図１に示す歪補償装置１は、奇数次歪と偶数次歪とをそれぞれ補償できるように構成されている。歪補償装置１は、補償回路３０を有する。補償回路３０は、奇数次歪補償係数更新部３１、偶数次歪補償係数更新部３２、奇数次歪補償部３３、偶数次歪補償部３４、アップコンバータ３５，３６，３７，３８，４８，４９を有する。補償回路３０は、発振器３９，４１，４２，４３，５１，５２、信号合成器４４，４５，５３、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）４６，４７を有する。

奇数次歪補償係数更新部３１は、奇数次歪補償係数を更新し、更新後の奇数次歪補償係数（＾Ａ，＾Ｂ）を奇数次歪補償部３３へ供給する。奇数次歪補償部３３は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。奇数次歪補償部３３は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、奇数次歪補償係数（＾Ａ）を用いて、バンドＡ（中心周波数ｆ_Ａ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ（ｎ）を生成する。奇数次歪補償部３３は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、奇数次歪補償係数（＾Ｂ）を用いて、バンドＢ（中心周波数ｆ_Ｂ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ（ｎ）を生成する。

同様に、偶数次歪補償係数更新部３２は、偶数次歪補償係数を更新し、更新後の偶数次歪補償係数（＾Ｃ，＾Ｄ）を偶数次歪補償部３４へ供給する。偶数次歪補償部３４は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）を受け、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。偶数次歪補償部３４は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、偶数次歪補償係数（＾Ｃ）を用いて、中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ−Ｌ（ｎ）を生成する。偶数次歪補償部３４は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、偶数次歪補償係数（＾Ｄ）を用いて、中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａの奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ，２（ｎ）を生成する。

デジタル領域において、アップコンバータ３５は、バンドＡ（中心周波数ｆ_Ａ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ（ｎ）を発振器３９からの周波数ｆ’_Ａ＝ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２のローカル信号に乗算させて周波数変換する。アップコンバータ３８は、中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ−Ｌ（ｎ）を発振器３９からの周波数ｆ’_Ｄ＝ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａのローカル信号に乗算させて周波数変換する。周波数変換後の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ（ｎ）及び偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ−Ｌ（ｎ）は、デジタルの信号合成器４４で合成された後、ＤＡＣ４６においてＤＡ変換される。アップコンバータ４８は、ＤＡＣ４６でＤＡ変換されたアナログ信号を発振器５１からの周波数ｆ_Ｌ１＝ｆ_Ｂ／２のローカル信号に乗算させて無線周波数（周波数ｆ_Ａ）に周波数変換してＲＦ信号とする。

同様に、アップコンバータ３６は、バンドＢ（中心周波数ｆ_Ｂ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ（ｎ）を発振器４１からの周波数ｆ’_Ｂ＝ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａのローカル信号に乗算させて周波数変換する。アップコンバータ３７は、中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａの偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ，２（ｎ）を発振器４２からの周波数ｆ’_Ｃ＝ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２のローカル信号に乗算させて周波数変換する。周波数変換後の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ（ｎ）及び偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ，２（ｎ）は、デジタルの信号合成器４５で合成された後、ＤＡＣ４７においてＤＡ変換される。アップコンバータ４９は、ＤＡＣ４７でＤＡ変換されたアナログ信号を発振器５２からの周波数ｆ_Ｌ２＝ｆ_Ａ＋ｆ_Ｂ／２のローカル信号に乗算させて無線周波数（周波数ｆ_Ｂ）に周波数変換してＲＦ信号とする。

アップコンバータ４８からのＲＦ信号とアップコンバータ４９からのＲＦ信号とは、信号合成器５３で合成された後、パワーアンプ４０に入力される。パワーアンプ４０に入力されるＲＦ信号には奇数次歪の逆特性に応じた成分と偶数次歪の逆特性に応じた成分とが含まれているので、ＲＦ信号（送信信号）がパワーアンプ４０で電力増幅される際における奇数次歪と偶数次歪とをそれぞれ抑制できる。すなわち、歪補償装置１は、パワーアンプ４０の非線形性に応じた奇数次歪と偶数次歪とを補償できる。

歪補償装置１は、カップラ６０をさらに有する。カップラ６０は、パワーアンプ４０の出力側に具備されており、パワーアンプ４０の出力の一部（パワーアンプ４０の出力に応じた信号）を取り出すことができる。

時間的に変動し得るパワーアンプ４０の非線形性を適応的に補償するために、歪補償装置１において、信号分配器、４つのダウンコンバータ、４つのＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を追加することが考えられる。すなわち、パワーアンプ４０の出力に応じてカップラ６０で取り出された信号を信号分配器で４つの信号に分配し、４つの信号を４つのダウンコンバータで周波数ｆ_Ａ、ｆ_Ｂ、ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ、ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａからベースバンドへそれぞれ周波数変換する。４つのＡＤＣは、４つのダウンコンバータのうち対応するダウンコンバータから入力されるアナログ信号の各々をＡＤ変換して補償回路３０へ供給することになる。この場合、補償すべき歪の個数分のダウンコンバータやＡＤＣが設けられるため、アナログ部品点数が多くなりやすく、歪補償装置１の回路規模が増大しやすい。

そこで、実施例では、歪補償装置１において、奇数次歪どうしを重ねるとともに偶数次歪どうしを重ねたフィードバック信号を生成して周波数変換及びＡＤ変換を共通で行うようにフィードバック系を構成することで、歪補償装置１の回路規模の低減を図る。

具体的には、歪補償装置１は、図１に示すように、共通フィードバック部１０及び共通フィードバック信号処理部７０をさらに有する。共通フィードバック部１０は、カップラ６０及び共通フィードバック信号処理部７０の間に配されている。共通フィードバック部１０は、送信信号を増幅するパワーアンプの出力に応じて共通フィードバック信号を生成する。共通フィードバック信号は、周波数スペクトル上で複数の奇数次歪が重ねられた奇数次歪成分（第１の周波数成分）と周波数スペクトル上で複数の偶数次歪が重ねられた偶数次歪成分（第２の周波数成分）とを含む。共通フィードバック部１０は、パワーアンプ４０の出力に応じてカップラ６０で取り出された信号をダウンコンバートする際に、バンドＡ（中心周波数：ｆ_Ａ）の近傍に発生する奇数次歪とバンドＢ（中心周波数：ｆ_Ｂ）の近傍に発生する奇数次歪とを重ねる。それとともに、共通フィードバック部１０は、中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａの近傍に発生する偶数次歪と中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの近傍に発生する偶数次歪とを重ねる。これにより、共通フィードバック部１０は、共通フィードバック信号を生成する。共通フィードバック部１０は、生成された共通フィードバック信号を共通フィードバック信号処理部７０へ供給する。

共通フィードバック部１０は、共通ダウンコンバータ（第１の周波数変換部）１１、共通ダウンコンバータ（第２の周波数変換部）１２、ＡＤＣ（ＡＤ変換部）１３、発振器１４，１５を有する。

共通ダウンコンバータ１１は、パワーアンプ４０の出力の一部がカップラ６０で取り出された信号に対して、発振器１４からのローカル周波数ｆ_ＣＯ１＝（ｆ_Ａ＋ｆ_Ｂ）／２のローカル信号を乗算する。これにより、共通ダウンコンバータ１１は、カップラ６０で取り出された信号を、ＲＦ周波数（送信周波数）からＩＦ周波数（中間周波数）にダウンコンバートする。このとき、バンドＡの中心周波数ｆ_Ａ近傍の奇数次歪は
ｆ_ＣＯ１−ｆ_Ａ＝（ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ）／２・・・数式１
にダウンコンバートされる。バンドＢの中心周波数ｆ_Ｂ近傍の奇数次歪は
ｆ_Ｂ−ｆ_ＣＯ１＝（ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ）／２・・・数式２
にダウンコンバートされる。数式１、数式２により、奇数次歪どうしは、略同一の中間周波数（ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ）／２にダウンコンバートされる。

また、中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ近傍の偶数次歪が
ｆ_ＣＯ１−ｆ_Ｃ＝（３ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ）／２・・・数式３
にダウンコンバートされる。中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａ近傍の偶数次歪が
ｆ_Ｄ−ｆ_ＣＯ１＝（３ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ）／２・・・数式４
にダウンコンバートされる。数式３、数式４により、偶数次歪どうしは、略同一の中間周波数（３ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ）／２にダウンコンバートされる。

すなわち、共通ダウンコンバータ１１は、カップラ６０で取り出された信号をＲＦ周波数からＩＦ周波数にダウンコンバートしながらその信号をＩＦ周波数で折り返して共通フィードバック信号を生成する。共通フィードバック信号は、周波数スペクトル上で複数の奇数次歪が重ねられた奇数次歪成分（第１の周波数成分）と周波数スペクトル上で複数の偶数次歪が重ねられた偶数次歪成分（第２の周波数成分）とを含む。

共通ダウンコンバータ１２は、共通ダウンコンバータ１１で生成された共通フィードバック信号に対して、発振器１５からのローカル周波数ｆ_ＣＯ２＝ｆ_Ａ／２のローカル信号を乗算し、中間（ＩＦ）周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートする。このとき、奇数次歪どうしが重なった奇数次歪成分が
（ｆ_Ｂ−ｆ_Ａ）／２−ｆ_ＣＯ２＝ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ・・・数式５
にダウンコンバートされる。偶数次歪どうしが重なった偶数次歪成分が
（３ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ）／２−ｆ_ＣＯ２＝ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２・・・数式６
にダウンコンバートされる。数式５、数式６により、ダウンコンバート後の共通フィードバック信号では、次の数式７に示すように、奇数次歪成分及び偶数次歪成分のちょうど中点の周波数が略０Ｈｚとなる。
｛（ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ）＋（ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２）｝／２＝０・・・数式７
すなわち、共通ダウンコンバータ１２は、奇数次歪成分及び偶数次歪成分のちょうど中点の周波数が略０Ｈｚとなるように、共通フィードバック信号の中心周波数をシフトさせる。

ＡＤＣ１３は、共通ダウンコンバータ１２でベースバンド周波数にダウンコンバートされた共通フィードバック信号をアナログ形式からデジタル形式に変換し、変換後の共通フィードバック信号を共通フィードバック信号処理部７０へ供給する。

共通フィードバック信号処理部７０は、共通フィードバック信号から奇数次歪成分（第１の周波数成分）及び偶数次歪成分（第２の周波数成分）をそれぞれ分離して信号処理する。

例えば、共通フィードバック信号処理部７０は、図３に示すように、ゲイン調整部７１、生成部（第１の生成部）９１及び生成部（第２の生成部）９２を有する。生成部９１は、ミキサ（第３の周波数変換部）７２、ＬＰＦ（第１のローパスフィルタ）７４、遅延調整部７６、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８、奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１、及び発振器８３を有する。生成部９２は、ミキサ（第４の周波数変換部）７３、ＬＰＦ（第２のローパスフィルタ）７５、遅延調整部７７、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９、偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２、及び発振器８４を有する。

ゲイン調整部７１は、共通フィードバック信号を共通フィードバック部１０のＡＤＣ１３から受ける。ゲイン調整部７１は、共通フィードバック信号に応じて、ゲインを調整する。例えば、ゲイン調整部７１は、共通フィードバック信号の電力の平均値と所定の目標値とを比較して、ゲインを求める。ゲイン調整部７１は、求められたゲインに応じてレベル調整された共通フィードバック信号をミキサ７２、ミキサ７３へそれぞれ転送する。

ミキサ７２は、共通フィードバック信号をゲイン調整部７１から受ける。ミキサ７２は、共通フィードバック信号に対して、発振器８３からのローカル周波数ｆ_ｏｄｄ＝ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２のローカル信号を乗算し、共通フィードバック信号の中心周波数をｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２だけシフトさせる。このとき、数式５により、共通フィードバック信号における奇数次歪成分の周波数が
（ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ）＋（ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２）＝０・・・数式８
に変換される。数式６により、偶数次歪成分の周波数が
（ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２）＋（ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２）＝２ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ・・・数式９
近傍に変換される。

ＬＰＦ７４は、ミキサ７２で中心周波数がシフトされた共通フィードバック信号を受ける。ＬＰＦ７４は、共通フィードバック信号における奇数次歪成分を選択的に通過させ偶数次歪成分を除去する。すなわち、ＬＰＦ７４は、共通フィードバック信号から奇数次歪成分を抽出して、奇数次歪成分を含む信号を遅延調整部７６へ供給する。

遅延調整部７６は、奇数次歪成分を含む信号を所定の遅延量で遅延させて、遅延後の信号を奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）として奇数次歪アンプモデル係数算出部７８へ供給する。

同様に、ミキサ７３は、共通フィードバック信号をゲイン調整部７１から受ける。ミキサ７３は、共通フィードバック信号に対して、発振器８４からのローカル周波数ｆ_ｅｖｅｎ＝ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａのローカル信号を乗算し、共通フィードバック信号の中心周波数をｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａだけシフトさせる。このとき、数式５により、共通フィードバック信号における奇数次歪成分の周波数が
（ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ）＋（ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ）＝ｆ_Ｂ−２ｆ_Ａ・・・数式１０
に変換される。数式６により、偶数次歪成分の周波数が
（ｆ_Ａ−ｆ_Ｂ／２）＋（ｆ_Ｂ／２−ｆ_Ａ）＝０・・・数式１１
近傍に変換される。

ＬＰＦ７５は、ミキサ７３で中心周波数がシフトされた共通フィードバック信号を受ける。ＬＰＦ７５は、共通フィードバック信号における偶数次歪成分を選択的に通過させ奇数次歪成分を除去する。すなわち、ＬＰＦ７５は、共通フィードバック信号から偶数次歪成分を抽出して、偶数次歪成分を含む信号を遅延調整部７７へ供給する。

遅延調整部７７は、偶数次歪成分を含む信号を所定の遅延量で遅延させて、遅延後の信号を偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）として偶数次歪アンプモデル係数算出部７９へ供給する。

ここで、簡単のために共通フィードバック信号処理部７０がメモリレスの構成であると仮定すると、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８へ供給される奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）は次の数式１２で表される。

数式１２において、ｘ_Ｌ（ｎ）は低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の送信信号であり、ｘ_Ｈ（ｎ）は高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の送信信号である。また、ｙ_Ｌ（ｎ）はパワーアンプ４０から出力されるバンドＡ（中心周波数：ｆ_Ａ）の信号を表し、ｙ_Ｈ（ｎ）はパワーアンプ４０から出力されるバンドＢ（中心周波数：ｆ_Ｂ）の信号を表す。ａ_ｐ，ｑ、ｂ_ｐ，ｑは、パワーアンプ４０の特性に対応したアンプモデルから導かれるアンプモデル係数である。アンプモデルは、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８に予め設定されている。このとき、ｙ_ｏｄｄ（ｎ）を行列形式で表現すると、次の数式１３で表される。

数式１３中のｙ_ｏｄｄは、サンプリングタイミングｎ〜ｎ＋Ｎ−１における奇数次歪共通フィードバック信号を含むベクトルであり、次の数式１４で表現される。

数式１３中のＵ_ｏｄｄは、サンプリングタイミングｎ〜ｎ＋Ｎ−１における各バンドの送信信号の奇数次項を含む行列であり、次の数式１５で表現される。

数式１３中のｈ_ｏｄｄは、パワーアンプ４０の伝達関数のベクトルであり、次の数式１６で表現される。

数式１３の行列方程式をｈ_ｏｄｄについて解くと、数式１７に示すようになる。数式１７では、ｈ_ｏｄｄを特にベクトル＾ｈ_ｏｄｄと表している。

数式１７において、添え字Ｈはエルミート転置（行列を転置しその成分の複素共役をとること）を表し、添え字−１は逆行列を表す。

すなわち、図３に示す奇数次歪アンプモデル係数算出部７８は、奇数次歪共通フィードバック信号を含むベクトルｙ_ｏｄｄと各バンドの送信信号の奇数次項を含む行列Ｕ_ｏｄｄとを用いて、数式１７に示すように係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄを求める。係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄは、数式１６に示すように、アンプモデル係数＾ａ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）とアンプモデル係数＾ｂ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）とを含む。奇数次歪アンプモデル係数算出部７８は、求められた係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄを奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１へ供給する。

奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１は、アンプモデル係数＾ａ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）を用いて、次の数式１８に示すようにバンドＡ（中心周波数：ｆ_Ａ）の奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）を生成する。アンプモデル係数＾ａ_ｐ，ｑは、係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄに含まれている。

奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１は、アンプモデル係数＾ｂ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）を用いて、次の数式１９に示すようにバンドＢ（中心周波数：ｆ_Ｂ）の奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）を生成する。アンプモデル係数＾ｂ_ｐ，ｑは、係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄに含まれている。

奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１は、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）とをそれぞれ奇数次歪補償係数更新部３１へ供給する。

同様に、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９へ供給される偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）は次の数式２０で表される。

数式２０において、ｘ_Ｌ（ｎ）は低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の送信信号であり、ｘ_Ｈ（ｎ）は高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の送信信号である。また、ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）は中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａに発生する偶数次歪成分を表し、ｙ_Ｌ，２（ｎ）は中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａに発生する偶数次歪成分を表す。ｃ_ｐ，ｑ、ｄ_ｐ，ｑは、パワーアンプ４０の特性に対応したアンプモデルから導かれるアンプモデル係数である。アンプモデルは、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９に予め設定されている。このとき、ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）を行列形式で表現すると、次の数式２１で表される。

数式２１中のｙ_ｅｖｅｎは、サンプリングタイミングｎ〜ｎ＋Ｎ−１における偶数次歪共通フィードバック信号を含むベクトルであり、次の数式２２で表現される。

数式２１中のＵ_ｅｖｅｎは、サンプリングタイミングｎ〜ｎ＋Ｎ−１における各バンドの送信信号の偶数次項を含む行列であり、次の数式２３で表現される。

数式２１中のｈ_ｅｖｅｎは、パワーアンプ４０の伝達関数のベクトルであり、次の数式２４で表現される。

数式２１の行列方程式をｈ_ｅｖｅｎについて解くと、数式２５に示すようになる。数式２５では、ｈ_ｅｖｅｎを特にベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎと表している。

数式２５において、添え字「Ｈ」はエルミート転置（行列を転置しその成分の複素共役をとること）を表し、添え字「−１」は逆行列を表す。

すなわち、図３に示す偶数次歪アンプモデル係数算出部７９は、偶数次歪共通フィードバック信号を含むベクトルｙ_ｅｖｅｎと各バンドの送信信号の偶数次項を含む行列Ｕ_ｅｖｅｎとを用いて、数式２５に示すように係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎを求める。係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎは、数式２４に示されるように、アンプモデル係数＾ｃ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）とアンプモデル係数＾ｄ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）とを含む。偶数次歪アンプモデル係数算出部７９は、求められた係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎを偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２へ供給する。

偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２は、アンプモデル係数＾ｃ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）を用いて、次の数式２６に示すように中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）を生成する。アンプモデル係数＾ｃ_ｐ，ｑは、係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎに含まれている。

偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２は、アンプモデル係数＾ｄ_ｐ，ｑ（０≦ｐ≦Ｐ、０≦ｑ≦Ｑ）を用いて、次の数式２７に示すように中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａの偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）を生成する。アンプモデル係数＾ｄ_ｐ，ｑは、係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎに含まれている。

偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）と偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）とをそれぞれ偶数次歪補償係数更新部３２へ供給する。

奇数次歪補償係数更新部３１は、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）とを奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１から受ける。奇数次歪補償係数更新部３１は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。奇数次歪補償係数更新部３１は、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）とバンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）とバンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）とを用いて奇数次歪補償信号処理を行う。すなわち、奇数次歪補償係数更新部３１は、次の数式２８に示す計算を行い、歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂを更新する。

数式２８中の歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂは、更新後の奇数次歪補償係数を示し、それぞれ数式２９のように表現される。

数式２８中の行列Ｗ_Ｌ、Ｗ_Ｈは、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）とにより求められる。行列Ｗ_Ｌ、Ｗ_Ｈは、各バンドの奇数次歪フィードバック信号の奇数次項を含む行列であり、それぞれ次の数式３０のように表現される。

なお、数式２８において、添え字Ｈはエルミート転置（行列を転置しその成分の複素共役をとること）を表し、添え字−１は逆行列を表す。

数式２８中のベクトルｚ_Ｌ、ｚ_Ｈは、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）とバンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）とにより求められ、係数更新前の奇数次歪補償処理後の信号を含むベクトルであり、それぞれ次の数式３１で表現される。

図１に示す奇数次歪補償係数更新部３１は、更新後の奇数次歪補償係数（歪補償係数ベクトル＾Ａ，＾Ｂ）を奇数次歪補償部３３へ供給する。奇数次歪補償部３３は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。奇数次歪補償部３３は、数式３２に示すように、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、奇数次歪補償係数（＾Ａ）を用いてバンドＡ（中心周波数ｆ_Ａ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ（ｎ）を生成する。奇数次歪補償部３３は、次の数式３２に示すように、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、奇数次歪補償係数（＾Ｂ）を用いてバンドＢ（中心周波数ｆ_Ｂ）の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ（ｎ）を生成する。

同様に、偶数次歪補償係数更新部３２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）と偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）とを偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２から受ける。偶数次歪補償係数更新部３２は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。偶数次歪補償係数更新部３２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）と偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）とバンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）とバンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）とを用いて偶数次歪補償信号処理を行う。すなわち、偶数次歪補償係数更新部３２は、次の数式３３に示す計算を行い、歪補償係数ベクトル＾Ｃ、＾Ｄを更新する。

数式３３中の歪補償係数ベクトル＾Ｃ、＾Ｄは、更新後の偶数次歪補償係数を示し、それぞれ次の数式３４のように表現される。

数式３３中の行列Ｕ_Ｈ−Ｌ、Ｕ_Ｌ，２は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）とバンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）とにより求められ、各バンドの送信信号の偶数次項を含む行列であり、それぞれ次の数式３５のように表現される。

なお、数式３３において、添え字Ｈはエルミート転置（行列を転置しその成分の複素共役をとること）を表し、添え字−１は逆行列を表す。

数式３３中のベクトル＾ｙ_Ｈ−Ｌ、＾ｙ_Ｌ，２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）と偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）とにより求められる。ベクトル＾ｙ_Ｈ−Ｌ、＾ｙ_Ｌ，２は、分離後の偶数次歪フィードバック信号を含むベクトルであり、それぞれ次の数式３６で表現される。

図１に示す偶数次歪補償係数更新部３２は、更新後の偶数次歪補償係数（歪補償係数ベクトル＾Ｃ，＾Ｄ）を偶数次歪補償部３４へ供給する。偶数次歪補償部３４は、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を受ける。偶数次歪補償部３４は、次の数式３７に示すように、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、偶数次歪補償係数（＾Ｃ）を用いて中心周波数ｆ_Ｃ＝ｆ_Ｂ−ｆ_Ａの偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ−Ｌ（ｎ）を生成する。偶数次歪補償部３４は、次の数式３７に示すように、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）、偶数次歪補償係数（＾Ｄ）を用いて中心周波数ｆ_Ｄ＝２ｆ_Ａの偶数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ，２（ｎ）を生成する。

なお、数式１３〜数式１６と数式２２〜数式２６とを比較すると、次の数式３８に示す関係が成り立つ。

偶数次歪補償部３４は、数式３８の関係で求めた係数＾Ｃ_ｐ，ｑ、＾Ｄ_ｐ，ｑを用いて、偶数次歪補償処理後の信号＾ｚ_Ｈ−Ｌ（ｎ）、＾ｚ_Ｌ，２（ｎ）を数式３７により生成してもよい。

次に、歪補償装置１の動作について図４を用いて説明する。図４は、歪補償装置１の動作を示すフローチャートである。

歪補償装置１において、共通フィードバック部１０は、パワーアンプ４０の出力に応じた信号を受けると、その信号から、複数の奇数次歪が重ねられた奇数次歪成分と複数の偶数次歪が重ねられた偶数次歪成分とを含む共通フィードバック信号を生成する（Ｓ１）。共通フィードバック信号処理部７０が共通フィードバック信号を共通フィードバック部１０から受けると、奇数次歪についての処理（Ｓ１１〜Ｓ１４）と偶数次歪についての処理（Ｓ２１〜Ｓ２４）とが並行して行われる。

奇数次歪についての処理では、共通フィードバック信号処理部７０の生成部９１が、共通フィードバック信号から奇数次歪成分を抽出する（Ｓ１１）。生成部９１は、抽出後の信号と各バンドの送信信号とに応じて、数式１７に示す計算により、アンプモデル係数＾ａ_ｐ，ｑ，＾ｂ_ｐ，ｑを含む係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄを求める（Ｓ１２）。生成部９１は、アンプモデル係数＾ａ_ｐ，ｑ，＾ｂ_ｐ，ｑを用いて、数式１８、数式１９に示す計算により、各バンドＡ，Ｂに対応した奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）を生成する（Ｓ１３）。生成部９１は、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）を奇数次歪補償係数更新部３１へ供給する。奇数次歪補償係数更新部３１は、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）を用いて、奇数次歪補償係数を更新し、更新後の奇数次歪補償係数（＾Ａ，＾Ｂ）を奇数次歪補償部３３へ供給する。奇数次歪補償部３３は、更新後の奇数次歪補償係数（＾Ａ，＾Ｂ）を用いて、奇数次歪を補償するＤＰＤ処理を行う（Ｓ１４）。

偶数次歪についての処理では、共通フィードバック信号処理部７０の生成部９２が、共通フィードバック信号から偶数次歪成分を抽出する（Ｓ２１）。生成部９２は、抽出後の信号と各バンドの送信信号とに応じて、数式２５に示す計算により、アンプモデル係数＾ｃ_ｐ，ｑ，＾ｄ_ｐ，ｑを含む係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎを求める（Ｓ２２）。生成部９２は、アンプモデル係数＾ｃ_ｐ，ｑ，＾ｄ_ｐ，ｑを用いて、数式２６、数式２７に示す計算により、各バンドＡ，Ｂに対応した偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）を生成する（Ｓ２３）。生成部９２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）を偶数次歪補償係数更新部３２へ供給する。偶数次歪補償係数更新部３２は、偶数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）を用いて、偶数次歪補償係数を更新し、更新後の偶数次歪補償係数（＾Ｃ，＾Ｄ）を偶数次歪補償部３４へ供給する。偶数次歪補償部３４は、更新後の偶数次歪補償係数（＾Ｃ，＾Ｄ）を用いて、偶数次歪を補償するＤＰＤ処理を行う（Ｓ２４）。

歪補償装置１は、終了の指示を受けるまで（Ｓ３０でＮｏ）、Ｓ１〜Ｓ２４までの処理を繰り返し、終了の指示を受けると（Ｓ３０でＹｅｓ）、処理を終了する。

以上のように、実施例では、パワーアンプ４０でマルチバンド信号を増幅する際に発生する非線形歪を補償する歪補償装置１において、奇数次歪（主信号帯域）および偶数次歪をそれぞれ重ねて共通フィードバックする共通フィードバック部１０を設ける。すなわち、歪補償装置１において、奇数次歪どうしを重ねるとともに偶数次歪どうしを重ねた共通フィードバック信号を生成して周波数変換及びＡＤ変換を共通で行うようにフィードバック系を構成する。これにより、ダウンコンバータ（周波数変換器）やＡＤＣなどのアナログ部品点数を少なくすることができ、歪補償装置１におけるフィードバック系の回路規模を容易に低減できる。

また、実施例では、歪補償装置１において、共通フィードバック信号処理部７０が、共通フィードバック部１０で生成された共通フィードバック信号から奇数次歪成分と偶数次歪成分とをそれぞれ分離して信号処理する。これにより、歪補償装置１におけるフィードバック系の回路規模を低減できるとともに、奇数次歪と偶数次歪とをそれぞれ補償できる。

（変形例１）
なお、共通フィードバック信号処理部７０ａの生成部９１ａ，９２ａは、図５に示すように、ＬＰＦ７４，７５（図３参照）が省略された構成であってもよい。図５は、変形例１における共通フィードバック信号処理部７０ａの構成を示す図である。例えば、奇数次歪と偶数次歪とが互いに相関性が低いと想定できると、奇数次歪及び偶数次歪において一方が他方の雑音に見える。このため、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９における係数の算出に用いるフィードバック信号のサンプル数を多く確保すれば、ＬＰＦによるフィルタリング処理を省略しても他方の歪をキャンセルできる。

例えば、生成部９１ａにおいて、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８が係数ベクトル＾ｈ_ｏｄｄの計算に用いる奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）のサンプル数を多く（数式１４，１５におけるＮを大きく）確保する。この場合、０Ｈｚ付近にある奇数次歪成分に比べて、ばらついた周波数位置にある偶数次歪成分の振幅が時間平均した場合に小さくなり得る。これにより、生成部９１ａでは、実質的に、ミキサ７２が、共通フィードバック信号から奇数次歪成分を抽出していると見なすことができる。

例えば、生成部９２ａにおいて、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９が係数ベクトル＾ｈ_ｅｖｅｎの計算に用いる偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）のサンプル数を多く（数式２２，２３におけるＮを大きく）確保する。この場合、０Ｈｚ付近にある偶数次歪成分に比べて、ばらついた周波数位置にある偶数次歪成分の振幅が時間平均した場合に小さくなり得る。これにより、生成部９２ａでは、実質的に、ミキサ７３が、共通フィードバック信号から偶数次歪成分を抽出していると見なすことができる。

このように、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９における係数の算出に用いる信号のサンプル数（Ｎ）を多く確保することで実質的にミキサ７２，７３により奇数次歪成分、偶数次歪成分がそれぞれ分離される。これにより、共通フィードバック信号において奇数次歪（主信号帯域）と偶数次歪とが実質的に重なる場合に、共通フィードバック信号から奇数次歪成分、偶数次歪成分をそれぞれ分離することができる。

また、ＬＰＦ７４，７５（図３参照）が省略された構成であるので、共通フィードバック信号処理部７０ａの構成を簡略化でき低コスト化できる。

（変形例２）
あるいは、共通フィードバック信号処理部７０ｂの生成部９１ｂ，９２ｂは、図６に示すように、フィードバック信号レプリカを用いない構成であってもよい。図６は、変形例２における共通フィードバック信号処理部７０ｂの構成を示す図である。例えば、変形例１の「奇数次歪と偶数次歪が互いに相関性が低い」という想定に加えて、「奇数次歪どうしが互いに相関性が低い」かつ「偶数次歪どうしが互いに相関性が低い」という想定が可能な条件であれば、着目する成分以外は雑音とみなせる。このため、サンプル数を多く確保することでキャンセルできる。

具体的には、生成部９１ｂは、生成部９１ａ（図５参照）に対して、遅延調整部７６、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８、及び奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１が省略されている。生成部９１ｂは、生成部９１ａ（図５参照）に対して、減算器（第１の減算部）８５ｂ、減算器（第２の減算部）８６ｂ、遅延調整部７６１、及び遅延調整部７６２が追加されている。サンプル数を多く確保することで、実質的に、ミキサ７２が、共通フィードバック信号から奇数次歪成分を抽出していると見なすことができる点は、変形例１と同様である。ミキサ７２で周波数変換された奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）は、次の数式３９で表すことができる。

数式３９において、低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｌ（ｎ）からは、高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の歪成分Δｙ_Ｈ（ｎ）が雑音とみなせる。このため、数式３９を奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｌ（ｎ）について解くと、近似的に次の数式４０が成り立つ。

そのため、生成部９１ｂにおいて、減算器８５ｂは、奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）から高バンド帯ＢＷ_Ｈ側の送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）を減算することで、奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｌ（ｎ）を生成することができる。

遅延調整部７６１は、減算器８５ｂから出力された奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｌ（ｎ）を所定の遅延量で遅延させて奇数次歪補償係数更新部３１へ供給する。

数式３９において、高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｈ（ｎ）からは、低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の歪成分Δｙ_Ｌ（ｎ）が雑音とみなせる。このため、数式３９を奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｈ（ｎ）について解くと、近似的に次の数式４１が成り立つ。

そのため、生成部９１ｂにおいて、減算器８６ｂは、奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）から低バンド帯ＢＷ_Ｌ側の送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）を減算することで、奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｈ（ｎ）を生成することができる。

遅延調整部７６２は、減算器８６ｂから出力された奇数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｈ（ｎ）を所定の遅延量で遅延させて奇数次歪補償係数更新部３１へ供給する。

生成部９２ｂは、生成部９２ａ（図５参照）に対して、遅延調整部７７、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９、及び偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２が省略され、遅延調整部７７１、及び遅延調整部７７２が追加されている。サンプル数を多く確保することで、実質的に、ミキサ７３が、共通フィードバック信号から偶数次歪成分を抽出していると見なすことができる点は、変形例１と同様である。ミキサ７３で周波数変換された偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）は、遅延調整部７７１及び遅延調整部７７２にそれぞれ供給される。

遅延調整部７７１は、偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）を所定の遅延量で遅延させ、遅延後の信号を偶数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｈ−Ｌ（ｎ）として偶数次歪補償係数更新部３２へ供給する。

遅延調整部７７２は、偶数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｅｖｅｎ（ｎ）を所定の遅延量で遅延させ、遅延後の信号を偶数次歪フィードバック信号＾ｙ_Ｌ，２（ｎ）として偶数次歪補償係数更新部３２へ供給する。

このように、フィードバック信号レプリカを用いずに、周波数シフトした共通フィードバック信号から他方の送信信号を減算したものを用いて奇数次歪補償信号処理を行い、周波数シフトした共通フィードバック信号を用いて偶数次歪補償信号処理を行う。これにより、奇数次歪アンプモデル係数算出部７８、奇数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８１、偶数次歪アンプモデル係数算出部７９、及び偶数次歪フィードバック信号レプリカ生成部８２等の構成を省略できる。この結果、共通フィードバック信号処理部７０ｂの構成をさらに簡略化できさらに低コスト化できる。

（変形例３）
変形例２では、第１の条件及び第２の条件が両方成り立つ場合に適切に動作する。第１の条件は、減算する送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅および位相がほぼ完全に一致することである。第２の条件は、減算する送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｌ（ｎ）の振幅および位相がほぼ完全に一致することである。しかしながら、第１の条件及び第２の条件の少なくとも一方が成り立たない場合は適切に動作することが保証されていない。

そこで、このような問題を回避するために、変形例３では、フィードバック信号レプリカに代えて送信信号を用いて、歪補償係数を計算する。具体的には、数式２８中の行列Ｗ_Ｌ、Ｗ_Ｈを、数式３０に代えて、次の数式４２により求める。

数式４２において、数式３０と異なる点は、絶対値の中身を奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）に代えて送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）とする点である。

すなわち、変形例２では、図７（ａ）に示すように、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）の振幅情報を用いて逆特性を求めている。それに対して、変形例３では、図７（ｂ）に示すように、送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅情報を用いて逆特性を求める。

図７（ａ）に示す奇数次歪補償係数更新部３１では、振幅算出部３１１が、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ）の振幅｜＾ｙ_Ｌ（ｎ）｜を求めて歪補償係数更新部３１３，３１４へ供給する。振幅算出部３１２が、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｈ（ｎ）の振幅｜＾ｙ_Ｈ（ｎ）｜を求めて歪補償係数更新部３１３，３１４へ供給する。

歪補償係数更新部３１３は、奇数次歪補償信号ｚ_Ｌ（ｎ）を奇数次歪補償部３３から受ける。歪補償係数更新部３１３は、数式３０により行列Ｗ_Ｌを求め、奇数次歪補償信号ｚ_Ｌ（ｎ）及び行列Ｗ_Ｌを用いて、数式２８により、奇数次歪補償係数（＾Ａ）を求める。

歪補償係数更新部３１４は、奇数次歪補償信号ｚ_Ｈ（ｎ）を奇数次歪補償部３３から受ける。歪補償係数更新部３１４は、数式３０により行列Ｗ_Ｈを求め、奇数次歪補償信号ｚ_Ｈ（ｎ）及び行列Ｗ_Ｈを用いて、数式２８により、奇数次歪補償係数（＾Ｂ）を求める。

一方、図７（ｂ）に示す奇数次歪補償係数更新部３１ｃでは、振幅算出部３１１ｃが、バンドＡの送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）の振幅｜ｘ_Ｌ（ｎ）｜を求めて歪補償係数更新部３１３，３１４へ供給する。振幅算出部３１２ｃが、バンドＢの送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅｜ｘ_Ｈ（ｎ）｜を求めて歪補償係数更新部３１３，３１４へ供給する。

歪補償係数更新部３１３は、奇数次歪補償信号ｚ_Ｌ（ｎ）を奇数次歪補償部３３から受ける。歪補償係数更新部３１３は、数式４２により行列Ｗ_Ｌを求め、奇数次歪補償信号ｚ_Ｌ（ｎ）及び行列Ｗ_Ｌを用いて、数式２８により、奇数次歪補償係数（＾Ａ）を求める。

歪補償係数更新部３１４は、奇数次歪補償信号ｚ_Ｈ（ｎ）を奇数次歪補償部３３から受ける。歪補償係数更新部３１４は、数式４２により行列Ｗ_Ｈを求め、奇数次歪補償信号ｚ_Ｈ（ｎ）及び行列Ｗ_Ｈを用いて、数式２８により、奇数次歪補償係数（＾Ｂ）を求める。

このように、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）に代えて送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）を用いて歪補償係数を計算するので、より送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）に追従させながら歪補償係数を更新できる。

（変形例４）
変形例２では、第１の条件及び第２の条件が両方成り立つ場合に適切に動作する。第１の条件は、減算する送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅および位相がほぼ完全に一致することである。第２の条件は、減算する送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｌ（ｎ）の振幅および位相がほぼ完全に一致することである。しかしながら、第１の条件及び第２の条件の少なくとも一方が成り立たない場合は適切に動作することが保証されていない。

そこで、このような問題を回避するために、変形例４では、初期値検出のために最初（１回目のサンプリング）は１次項のみで奇数次歪補償信号処理を行い、２回目以降のサンプリングでは変形例２と同様の処理を行う。

具体的には、図８に示すように、奇数次歪補償部３３ｄは、歪補償部３３１、歪補償部３３２、振幅算出部３３３、振幅算出部３３４、スイッチ３３５ｄ、スイッチ３３６ｄ、スイッチ３３７ｄ、スイッチ３３８ｄ、乗算器３３９ｄ、及び乗算器３４１ｄを有する。図９に示すように、奇数次歪係数更新部３１ｄは、変形例２の歪補償係数更新部３１３、及び歪補償係数更新部３１４（図７（ａ）参照）に代えて、歪補償係数更新部３１３ｄ、及び歪補償係数更新部３１４ｄを有する。共通フィードバック信号処理部７０ｄは、変形例２の共通フィードバック信号処理部７０ｂ（図６参照）に対して、スイッチ８７ｄ、スイッチ８８ｄ、スイッチ９３ｄ、及びスイッチ９４ｄがさらに追加されている。

なお、図８は、奇数次歪補償部３３ｄの構成を示す図である。図９は、奇数次歪係数更新部３１ｄの構成を示す図である。図８及び図９において、各スイッチ３３５ｄ〜３３８ｄ，８７ｄ，８８ｄ，９３ｄ，９４ｄは、１回目のサンプリングにおいて実線の状態に切り替えられている。これにより、奇数次歪係数更新部３１ｄ及び奇数次歪補償部３３ｄは、初期値を検出する処理（図１０に示すＳ４１，Ｓ４２）を行う。各スイッチ３３５ｄ〜３３８ｄ，８７ｄ，８８ｄ，９３ｄ，９４ｄは、２回目以降のサンプリングにおいて破線の状態に切り替えられている。これにより、奇数次歪係数更新部３１ｄ及び奇数次歪補償部３３ｄは変形例２と同様の処理（図１０に示すＳ４３〜Ｓ４６）を行う。図１０は、奇数次歪係数更新部３１ｄ及び奇数次歪補償部３３ｄの動作を示すフローチャートである。

例えば、初期値検出時の１回目のサンプリングにおいて、低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の奇数次歪補償信号ｚ_Ｌ（ｎ）と高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の奇数次歪補償信号ｚ_Ｈ（ｎ）とは、それぞれ次の数式４３で表される。

数式４３において、ｙ_ｏｄｄ（ｎ）は奇数次歪共通フィードバック信号である。このとき、ｚ_Ｌ（ｎ）、ｚ_Ｈ（ｎ）をそれぞれ行列形式で表現すると、次の数式４４で表される。

数式４４中のｚ_Ｌ、ｚ_Ｈはそれぞれ次の数式４５で表現される。

数式４４中のＵ_Ｌ、Ｕ_Ｈはそれぞれ次の数式４６で表現される。

数式４４中のｈ_Ｌ、ｈ_Ｈはそれぞれ次の数式４７で表現される。

従って、初期条件として、ｚ_Ｌ（ｎ）＝ｘ_Ｌ（ｎ）、ｚ_Ｈ（ｎ）＝ｘ_Ｈ（ｎ）とし、次の数式４８に示すように係数ベクトル＾ｈ_Ｌ、＾ｈ_Ｈを求める（Ｓ４１）。

そして、数式４８で求めた係数を用いて、次の数式４９に示すように低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｌ（ｎ）と高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の奇数次歪補償信号＾ｚ_Ｈ（ｎ）をそれぞれ生成する（Ｓ４２）。

このように、初期値検出として１次項のみで奇数次歪補償信号処理を行うことで、減算する送信信号ｘ_Ｈ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる高バンド帯ＢＷ_Ｈ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅および位相をほぼ完全に一致させ、かつ減算する送信信号ｘ_Ｌ（ｎ）と奇数次歪共通フィードバック信号ｙ_ｏｄｄ（ｎ）に含まれる低バンド帯ＢＷ_Ｌ（図２参照）側の送信信号成分ｘ_Ｌ（ｎ）の振幅および位相をほぼ完全に一致させたうえで歪補償係数を更新できる。

（変形例５）
変形例５では、変形例３の奇数次歪係数更新部３１ｃ（図７（ｂ）参照）と変形例４の奇数次歪係数更新部３１ｄ（図９参照）とをハイブリッドさせて、奇数次歪係数更新部３１ｅを構成する。具体的には、奇数次歪係数更新部３１ｅは、図１１に示すように、振幅算出部３１１ｃ、振幅算出部３１２ｃ、歪補償係数更新部３１３ｅ、及び歪補償係数更新部３１４ｅを有する。

例えば、歪補償係数更新部３１３ｅ及び歪補償係数更新部３１４ｅは、係数更新前の歪補償処理後の信号を含むベクトルｚ_Ｌ、ｚ_Ｈと共通フィードバック信号と各送信信号の奇数次項を含む行列Ｗ_Ｌ、Ｗ_Ｈを用いて、歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂを更新する。歪補償係数更新部３１３ｅ及び歪補償係数更新部３１４ｅは、次の数式５０に示すように、歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂを更新する。

数式５０中の歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂは、それぞれ次の数式５１で表現される。

数式５０中の行列Ｗ_Ｌ、Ｗ_Ｈは、それぞれ次の数式５２で表現される。

数式５０中のベクトルｚ_Ｌ、ｚ_Ｈは、それぞれ次の数式５３で表現される。

歪補償係数更新部３１３ｅ及び歪補償係数更新部３１４ｅは、数式５０で更新された歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂを奇数次歪補償部３３へ供給する。奇数次歪補償部３３は、数式５０で更新された歪補償係数ベクトル＾Ａ、＾Ｂを用いて、歪補償処理後の信号＾ｚ_Ｌ（ｎ），＾ｚ_Ｈ（ｎ）を次の数式５４のように生成する。

このとき、歪補償係数ベクトルの成分のうち半分を歪補償処理後の信号生成に用いる。つまり、歪補償係数ベクトル＾Ａのうち＾Ａ_Ｌの部分を用い、歪補償係数ベクトル＾Ｂのうち＾Ｂ_Ｈの部分を用いる。

このように、奇数次歪フィードバック信号レプリカ＾ｙ_Ｌ（ｎ），＾ｙ_Ｈ（ｎ）に代えて送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）を用いて歪補償係数を計算するので、より送信信号ｘ_Ｌ（ｎ），ｘ_Ｈ（ｎ）に追従させながら歪補償係数を更新できる。また、歪補償処理には直接用いない項及び係数（歪補償係数ベクトル＾Ａのうちｂ_Ｌの部分、歪補償係数ベクトル＾Ｂのうち＾ａ_Ｈの部分）を含めたべき級数に基づいて歪補償係数を更新することにより、実質的に奇数次共通フィードバック信号から他方の送信信号を、振幅及び位相を一致させたうえでキャンセルすることができる。

１ 歪補償装置
１０ 共通フィードバック部
１１ 共通ダウンコンバータ
１２ 共通ダウンコンバータ
１３ ＡＤＣ
７０ 共通フィードバック信号処理部
７２ ミキサ
７３ ミキサ
７４ ＬＰＦ
７５ ＬＰＦ
８５ｂ 減算器
８６ｂ 減算器
９１，９１ａ，９１ｂ 生成部
９２，９２ａ，９２ｂ 生成部

Claims (10)

1. 第１の周波数帯に対応した信号と第２の周波数帯に対応した信号とを含む送信信号を増幅するパワーアンプの出力に応じて、前記第１の周波数帯に対応した奇数次歪及び前記第２の周波数帯に対応した奇数次歪が重ねられた第１の周波数成分と前記第１の周波数帯に対応した偶数次歪及び前記第２の周波数帯に対応した偶数次歪が重ねられた第２の周波数成分とを含むフィードバック信号を生成するフィードバック部と、
   前記生成されたフィードバック信号から前記第１の周波数成分及び前記第２の周波数成分をそれぞれ分離して信号処理する信号処理部と、
   を有することを特徴とする歪補償装置。
2. 前記フィードバック部は、前記パワーアンプの出力に応じた信号を送信周波数から中間周波数にダウンコンバートしながら前記信号を前記中間周波数で折り返して前記フィードバック信号を生成する第１の周波数変換部を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記フィードバック部は、
   前記第１の周波数変換部で生成されたフィードバック信号を前記中間周波数からベースバンド周波数へダウンコンバートする第２の周波数変換部と、
   前記第２の周波数変換部でベースバンド周波数へダウンコンバートされたフィードバック信号をアナログ形式からデジタル形式に変換するＡＤ変換部と、
   をさらに有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の歪補償装置。
4. 前記信号処理部は、
   前記フィードバック部で生成されたフィードバック信号から前記第１の周波数成分を抽出し、前記第１の周波数成分に応じて第１の信号及び第２の信号を生成する第１の生成部と、
   前記フィードバック部で生成されたフィードバック信号から前記第２の周波数成分を抽出し、前記第２の周波数成分に応じて第３の信号及び第４の信号を生成する第２の生成部と、
   を有する
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の歪補償装置。
5. 前記第１の生成部は、前記フィードバック信号から前記第１の周波数成分を抽出する第３の周波数変換部を有し、
   前記第２の生成部は、前記フィードバック信号から前記第２の周波数成分を抽出する第４の周波数変換部を有する
   ことを特徴とする請求項４に記載の歪補償装置。
6. 前記第１の生成部は、
   前記フィードバック信号の中心周波数を前記第１の周波数成分に対応した周波数にシフトさせる第３の周波数変換部と、
   前記第３の周波数変換部で中心周波数がシフトされたフィードバック信号から前記第１の周波数成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
   をさらに有し、
   前記第２の生成部は、
   前記フィードバック信号の中心周波数を前記第２の周波数成分に対応した周波数にシフトさせる第４の周波数変換部と、
   前記第４の周波数変換部で中心周波数がシフトされたフィードバック信号から前記第２の周波数成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
   をさらに有する
   ことを特徴とする請求項４に記載の歪補償装置。
7. 前記第１の信号は、前記第１の周波数帯に対応し、
   前記第２の信号は、前記第２の周波数帯に対応し、
   前記送信信号は、前記第１の周波数帯に対応した第５の信号と前記第２の周波数帯に対応した第６の信号とを含み、
   前記第１の生成部は、
   前記フィードバック信号から前記第１の周波数成分を抽出する第３の周波数変換部と、
   前記第３の周波数変換部で抽出された前記第１の周波数成分を含む信号から前記第６の信号を減算し前記第１の信号を生成する第１の減算部と、
   前記第３の周波数変換部で抽出された前記第１の周波数成分を含む信号から前記第５の信号を減算し前記第２の信号を生成する第２の減算部と、
   をさらに有する
   ことを特徴とする請求項４に記載の歪補償装置。
8. 前記第１の生成部は、１回目のサンプリングにおいて、前記第１の周波数成分を含む信号を出力し、２回目以降のサンプリングにおいて、前記第１の信号及び前記第２の信号を出力し、
   前記歪補償装置は、
   １回目のサンプリングにおいて、前記第６の信号及び前記第５の信号と前記第１の周波数成分を含む信号とを用いて、奇数次歪補償係数の初期値を求め、２回目以降のサンプリングにおいて、前記第６の信号及び前記第５の信号と前記第１の信号及び前記第２の信号とを用いて、前記奇数次歪補償係数を更新する奇数次更新部と、
   前記第３の信号及び前記第４の信号を用いて、偶数次歪補償係数を更新する偶数次更新部と、
   １回目のサンプリングにおいて、前記求められた奇数次歪補償係数の初期値を用いて、前記送信信号における奇数次歪を補償し、２回目以降のサンプリングにおいて、前記更新された奇数次歪補償係数を用いて、前記送信信号における奇数次歪を補償する奇数次歪補償部と、
   前記偶数次歪補償係数を用いて、前記送信信号における偶数次歪を補償する偶数次歪補償部と、
   をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項７に記載の歪補償装置。
9. 前記第６の信号及び前記第５の信号と前記第１の周波数成分を含む信号とを用いて、奇数次歪補償係数を更新する奇数次更新部と、
   前記第３の信号及び前記第４の信号を用いて、偶数次歪補償係数を更新する偶数次更新部と、
   前記奇数次歪補償係数を用いて、前記送信信号における奇数次歪を補償する奇数次歪補償部と、
   前記偶数次歪補償係数を用いて、前記送信信号における偶数次歪を補償する偶数次歪補償部と、
   をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項７に記載の歪補償装置。
10. 第１の周波数帯に対応した信号と第２の周波数帯に対応した信号とを含む送信信号を増幅するパワーアンプの出力に応じて、前記第１の周波数帯に対応した奇数次歪及び前記第２の周波数帯に対応した奇数次歪が重ねられた第１の周波数成分と前記第１の周波数帯に対応した偶数次歪及び前記第２の周波数帯に対応した偶数次歪が重ねられた第２の周波数成分とを含むフィードバック信号を生成することと、
    前記生成されたフィードバック信号から前記第１の周波数成分及び前記第２の周波数成分をそれぞれ分離して信号処理することと、
    を含むことを特徴とする歪補償方法。

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