CN103687245B - 隔离型原边反馈带pfc的led驱动电路及其控制器和驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路及其控制器和控制方法，该控制器包括：副边二极管导通时间检测模块；第一乘法器；误差放大器；负压转正压模块，输入端连接反馈端口；采样保持电路，输入端连接负压转正压模块的输出端，输出端输出被乘信号；第二乘法器，第一输入端连接误差放大器输出端，第二输入端接收被乘信号；电流感应比较器，第一输入端接收采样信号，第二输入端连接第二乘法器输出端；跟随器，对电流基准信号进行跟随；过零检测模块，用于产生过零检测信号；触发器，根据电流感应比较器的输出信号以及过零检测信号产生驱动信号。本发明有利于降低***方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

Description

隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路及其控制器和驱动方法

技术领域

本发明涉及一种LED驱动电路领域，尤其涉及一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器。

背景技术

目前，很多隔离型电源如手机充电器和大功率LED驱动器等，由于应用需求通常要求电路有输出恒流的功能。另外，为了减轻电力污染的危害程度，满足国际电工委员会的谐波标准IEEE555-2和IEC1000-3-2等，上述隔离型电源还必须具备功率因数校正(PFC)功能。

现有技术中比较常用的单级功率因数校正方案如下：通过检测变压器副边的输出电流，在副边进行恒流控制之后经光耦反馈送到原边PFC控制电路。但这种方案由于副边电流采样电路和光耦的存在，增加了电路的复杂性，另外，由于光耦存在老化问题，使电路的稳定性和使用寿命都受到一定影响。

针对上述问题，现有技术中存在一种解决方案，采用兼具原边恒流控制和功率因数校正功能的控制方案，即无需副边电流采样和光耦元件，直接通过在隔离变压器的原边获得输出电流的信息，加以控制实现输出恒流，并且同时实现高功率因数，如图1所示，主要包括：原边恒流及PFC控制器10、整流桥11、输入电容Cin、变压器T、开关管Q1、电流采样模块12、副边二极管Ds、输出电容Co。其中，原边恒流及PFC控制器10可以是现有技术中能实现上述输出恒流和PFC功能的控制芯片。衡量上述控制方案中的两个最关键的指标是进线电流的高功率因数和输出电流的恒流精度，尤其是由于采用原边控制，输出电流的恒流精度不如副边恒流控制。

现有技术中一种输出恒流的方案是通过在原边模拟出副边电流，将副边输出电流模拟出来或将副边输出电流的平均值计算出来，然后在原边进行恒流控制，如图2所示。图2所示的恒流控制电路主要包括：控制器10、整流桥11、输入电容Cin、变压器T、开关管Q1、采样电阻Rs、副边二极管Ds、输出电容Co、电阻R1、电阻R2。其中，控制器10包括：副边二极管导通时间检测模块101、过零检测模块102、乘法器103、采样保持电路104、误差放大器105、恒导通控制器106、RS触发器107以及驱动模块108。

图2所示的电路通过采样端口CS对原边电流进行采样保持以获取原边电流峰值及对应的副边电流峰值。正常工作时，原边峰值电流为I_PK，由反馈端口FB检测到副边二极管Ds的导通时间T_OFF1，从而模拟出输出电流：

$I_{OUT}=\frac{1}{2}\×n\×I_{PK}\×\frac{T_{OFF1}}{T}---\left(1\right)$

其中n为变压器T的原边绕组Np和副边绕组Ns的匝数比，T是开关周期，T_OFF1是副边二极管Ds的导通时间。

采用积分的方法求出：

$I_{PK}\×\frac{T_{OFF1}}{T}---\left(2\right)$

通过环路控制，使得：

$I_{PK}\×\frac{T_{OFF1}}{T}=\frac{V_{REF}}{R_S}---\left(3\right)$

其中，Rs为采样电阻Rs的电阻值，V_REF为误差传输至误差放大器105的预设参考电压V_REF的电压值。

这样就可以得到输出电流：

$I_{OUT}=\frac{1}{2}\×n\×\frac{V_{REF}}{R_S}---\left(4\right)$

然而，在实际电路中，由于采样保持电路104在采样与保持切换之间存在一定的延时时间，会造成原边电流峰值采样的误差，从而造成模拟出的副边电流与实际值存在偏差，并且该偏差值会随输入电压Vin和变压器T的激磁电感量而变化，比较难以补偿，从而造成输出恒流会随输入电压不同、变压器T的激磁电感不同而变化，导致输出恒流精度较低。

现有技术中的另一种方案如图3所示，与之前的技术采用恒导通时间实现PFC功能不同，该方案是采用乘法器来实现PFC功能。

进一步而言，图3所示的LED驱动电路主要包括控制器20以及与其耦合的隔离结构的主电路，该主电路包括：整流桥21、第一电阻分压网络22、第二电阻分压网络23、输入电容Cin、变压器T(包括原边绕组Np、副边绕组Ns以及辅助绕组Na)、副边二极管Ds、开关管Q1、采样电阻Rs以及输出电容Co。

另外，图3所示的LED驱动电路的输出恒流控制是一种自适应的负反馈闭环控制方式，即电流基准信号vmo受到误差放大信号vcomp的控制，而产生的电流基准信号vmo又会影响到脉冲信号iemu，从而影响到误差放大信号vcomp。当外部条件发生变化，例如输入电压改变或输出电压改变，误差放大信号vcomp也会发生改变，从而改变电流基准信号vmo的幅值，经过负反馈达到平衡之后，重新实现输出恒流；通过将原边电流对电流基准信号vmo进行跟随，可以实现高功率因数。

参考图4，图4示出了图3所示LED驱动电路的工作信号波形图，由于能够自动消除偏差，脉冲信号iemu在线电压半周期内的积分值等于前面公式(2)在线电压半周期内的积分值，因此从实现恒流角度来看是等效的。但是，第一实施例的驱动电路不需要对原边峰值电流进行采样保持，就能够直接得到峰值电流I_PK，因此不会像现有技术中那样由于采样保持模块在采样与保持切换之间存在一定的延时时间而造成原边电流峰值采样的误差。

但是，图3所示的LED驱动电路也有明显的缺点，就是需要增设被乘信号输入端口VAC以及***主电路中的第一电阻分压网络22，用以检测输入电压Vin，这样会增加***方案的复杂度和成本，并且会导致效率降低。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路及其控制器，有利于降低***方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，具有采样端口、反馈端口和驱动端口，包括：

副边二极管导通时间检测模块，其输入端连接所述反馈端口，用于检测副边二极管导通时间；

第一乘法器，其第一输入端与所述副边二极管导通时间检测模块的输出端相连；

误差放大器，其第一输入端连接所述第一乘法器的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压；

负压转正压模块，其输入端与所述反馈端口相连，用以对所述反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；

采样保持电路，其输入端与所述负压转正压模块的输出端相连，其输出端输出与输入信号相关联的被乘信号；

第二乘法器，其第一输入端连接所述误差放大器的输出端，其第二输入端连接所述采样保持电路的输出端；

电流感应比较器，其第一输入端连接所述采样端口以接收采样信号，其第二输入端连接所述第二乘法器的输出端；

跟随器，其输入端与所述第二乘法器的输出端相连，其输出端与所述第一乘法器的第二输入端相连，所述跟随器对所述第二乘法器产生的电流基准信号进行跟随；

过零检测模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口的反馈信号进行过零检测以产生过零检测信号；

触发器，与所述电流感应比较器和过零检测模块的输出端相连，根据所述电流感应比较器的输出信号以及所述过零检测模块输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由所述驱动端口输出；

其中，所述第一乘法器将所述副边二极管导通时间与所述跟随器跟随输出的电流基准信号相乘以产生脉冲信号，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行误差放大以产生误差放大信号，所述第二乘法器将所述误差放大信号与所述被乘信号相乘以产生所述电流基准信号。

根据本发明的一个实施例，所述负压转正压模块包括：

第一三极管，其集电极连接电流源的输出端，其发射极接地；

第二三极管，其基极连接所述第一三极管的基极，其发射极连接所述反馈端口；

电流镜，其输入端连接所述第二三极管的集电极，其输出端经由电阻接地，所述电流镜的输出端作为所述负压转正压模块的输出端。

根据本发明的一个实施例，所述采样保持电路包括：

采样开关，其第一端连接所述负压转正压模块的输出端，其控制端接收所述驱动信号；

保持电容，其第一端连接所述采样开关的第二端，其第二端接地，所述保持电容的第二端作为所述采样保持电路的输出端。

根据本发明的一个实施例，所述LED驱动电路控制器还具有补偿端口，所述补偿端口与所述误差放大器的输出端相连，并配置为经由补偿电容接地。

根据本发明的一个实施例，所述触发器为RS触发器，其复位输入端连接所述电流感应比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测模块的输出端，其输出端输出所述驱动信号。

根据本发明的一个实施例，当外部条件改变时，所述误差放大信号发生改变，从而影响所述电流基准信号的幅值，所述电流基准信号的幅值的改变影响所述误差放大信号，经过负反馈达到平衡之后重新实现输出恒流。

本发明还提供了一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路，包括：

以上任一项所述的控制器；

与所述控制器耦合的主电路，所述主电路为隔离型结构。

根据本发明的一个实施例，所述主电路包括：

变压器，其原边绕组的同名端接收所述输入信号；

开关管，其第一端连接所述原边绕组的异名端，其第二端连接所述控制器的采样端口并经由采样电阻接地，其控制端连接所述控制器的驱动端口；

第二电阻分压网络，其输入端连接所述变压器的辅助绕组的同名端，其输出端连接所述控制器的反馈端口，所述辅助绕组的异名端接地；

续流二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端，所述副边绕组的同名端接地；

其中，所述续流二极管的阴极和所述副边绕组的同名端作为负载接入端。

根据本发明的一个实施例，所述LED驱动电路的工作过程包括：

步骤(1)，使所述控制器工作在临界导通状态；

步骤(2)，获得与所述输入信号相关联的被乘信号；

步骤(3)，所述第一乘法器确定所述脉冲信号，该脉冲信号的脉宽反映所述副边二极管导通时间，该脉冲信号的幅值反映原边电流信号幅度，该脉冲信号还反映输出电流；

步骤(4)，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行比较，产生误差放大信号；

步骤(5)，所述第二乘法器205根据所述被乘信号以及误差放大信号，产生与所述输入信号波形一致、幅度受所述误差放大信号控制的电流基准信号，该电流基准信号进一步反馈给所述第一乘法器，用于生成所述脉冲信号；

步骤(6)，根据所述步骤(5)得到的电流基准信号vmo以及经由所述采样端口获得的所述采样信号，产生用于关断所述开关管的驱动信号；

(7)产生用于导通所述开关管的驱动信号；

(8)重复所述步骤(1)-(7)，直到环路平衡为止。

根据本发明的一个实施例，所述主电路还包括：输出负载，该输出负载的第一端连接所述续流二极管的阴极，该输出负载的第二端连接所述副边绕组的同名端，该输出负载为输出电容、LED负载或者输出电容与LED负载的并联其中任意一种。

根据本发明的一个实施例，所述主电路还包括：

整流桥，对交流信号整流得到所述输入信号；

输入电容，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例的LED驱动电路控制器中，采用乘法器来实现PFC功能，乘法器产生的电流基准信号包括每个周期的峰值电流I_PK的信息，无需对采样电阻上的峰值电流进行采样保持就能够直接得到峰值电流I_PK，因此不会像现有技术中那样由于采样保持电路在采样与保持之间存在延时而造成原边电流峰值采样的误差。而且，本发明实施例中的LED驱动电路通过负压转正压模块和采样保持电路来得到与输入信号关联的被乘信号，使得控制器无需设置被乘信号输入端口，同时LED驱动电路中也无需设置第一电阻分压网络，有利于降低***方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

附图说明

图1是现有技术中一种原边控制带PFC的恒流驱动电路示意图；

图2是现有技术中一种原边控制的恒流驱动电路的电路结构示意图；

图3是现有技术中一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路的电路结构示意图；

图4是图3所示LED驱动电路的工作信号波形示意图；

图5是本发明实施例的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路的电路结构示意图；

图6和图7是图5所示LED驱动电路的工作信号波形示意图；

图8是本发明实施例中的负压转正压模块和采样保持电路的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

图3所示的LED驱动电路中，控制器20需要设置被乘信号输入端口VAC，主电路中需要设置第一电阻分压网络22来获得与输入信号Vin相关联的被乘信号，在一定程度上会增加***方案的复杂度和成本，导致效率降低。

参考图5，图5示出了本发明实施例的LED驱动电路的电路结构，，其中的控制器20无需设置被乘信号输入端口，主电路中无需设置第一电阻分压网络。

进一步而言，本实施例的LED驱动电路包括控制器20以及与其耦合的隔离结构的主电路，该主电路包括：整流桥21、第二电阻分压网络23、输入电容Cin、变压器T(包括原边绕组Np、副边绕组Ns以及辅助绕组Na)、副边二极管Ds、开关管Q1、采样电阻Rs以及输出电容Co。

其中，控制器20可以具有采样端口CS、反馈端口FB、驱动端口DR以及补偿端口COMP。开关管Q1例如可以是功率MOS开关管，或者其他适当的开关器件。

整流桥21对交流信号AC整流得到输入信号Vin；输入电容Cin的第一端连接整流桥21的正输出端，输入电容Cin的第二端连接整流桥21的负输出端；变压器T的原边绕组Np的同名端接收输入电压Vin；开关管Q1的第一端连接原边绕组Np的异名端，其第二端连接控制器20的采样端口CS并且经由采样电阻Rs接地，其控制端连接控制器20的驱动端口DR；副边二极管Ds的阳极连接变压器T的副边绕组Ns的异名端；第二电阻分压网络23的输入端连接辅助绕组Na的同名端，第二电阻分压网络23的输出端连接控制器20的反馈端口FB，辅助绕组Na的异名端接地；输出电容Co的第一端连接副边二极管Ds的阴极，输出电容Co的第二端连接副边绕组Ns的同名端，输出电容Co配置为与LED负载并联。其中，输出电容Co和LED负载的并联可以合称为输出负载，当然，输出负载也可以仅包含输出电容Co或者LED负载。

作为一个非限制性的例子，第二电阻分压网络23可以包括串联的电阻R1和电阻R2，其中电阻R1的第一端连接辅助绕组Na的同名端，电阻R2的第一端连接电阻R1的第二端，电阻R2的第二端接地。第二电阻分压网络23对辅助绕组Na上的电压信号Va进行分压，得到反馈信号，该反馈信号被传输至控制器20的反馈端口FB。

开关管Q1的控制端连接控制器20的驱动端口DR，在驱动端口DR输出的驱动信号控制下导通或关断。另外，控制器20的补偿端口COMP可以经由外接的补偿电容接地。

进一步而言，控制器20可以包括：副边二极管导通时间检测模块201、过零检测模块202、第一乘法器203、误差放大器204、第二乘法器205、跟随器206、电流感应比较器207、触发器208、驱动模块209、负压转正压模块210以及采样保持电路211。

其中，副边二极管导通时间检测模块201的输入端连接反馈端口FB，用于检测副边二极管Ds的导通时间，进一步而言，通过检测反馈端口FB上的反馈信号来获得副边二极管Ds的导通时间。

第一乘法器203的第一输入端与副边二极管导通时间检测模块201的输出端相连，第一乘法器203的第二输入端连接跟随器206的输出端以接收跟随器206跟随输出的电流基准信号vmo。该第一乘法器203将副边二极管Ds的导通时间与跟随器206跟随输出的电流基准信号vmo相乘，从而得到脉冲信号iemu。

误差放大器204的第一输入端连接第一乘法器203的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压V_REF，误差放大器204对脉冲信号iemu和参考电压V_REF进行误差放大以产生误差放大信号vcomp。另外，误差放大器204的输出端还可以与补偿端口COMP相连。

负压转正压模块210的输入端与反馈端口FB相连，用以对反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；采样保持电路211的输入端与负压转正压模块210的输出端相连，采样保持电路211的输出端输出被乘信号并将其传输至第二乘法器205的第二输入端。

第二乘法器205的第一输入端连接误差放大器204的输出端，其第二输入端连接采样保持电路211的输出端以接收被乘信号，第二乘法器205将误差放大信号vcomp与被乘信号相乘以产生电流基准信号vmo。该电流基准信号vmo经由跟随器206跟随后传输至第一乘法器203。

电流感应比较器207的第一输入端连接采样端口CS以接收采样信号，其第二输入端连接第二乘法器205的输出端以接收电流基准信号vmo。

过零检测模块202的输入端连接反馈端口FB，对反馈端口FB上的反馈信号进行过零检测以产生过零检测信号。

触发器208与电流感应比较器207和过零检测模块202的输出端相连，根据电流感应比较器207的输出信号以及过零检测模块202输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由驱动端口DR输出至开关管Q1的控制端。作为一个非限制性的例子，该驱动信号可以经由驱动模块209传输至驱动端口DR。

作为一个非限制性的例子，触发器208可以是RS触发器，其复位输入端R连接电流感应比较器207的输出端，其置位输入端S连接过零检测模块202的输出端，其输出端输出驱动信号。

图5所示的LED驱动电路与现有技术中采用恒导通时间实现PFC功能不同，该LED驱动电路是采用乘法器来实现PFC功能。进一步而言，该LED驱动电路的输出恒流控制是一种自适应的负反馈闭环控制方式，即电流基准信号vmo受到误差放大信号vcomp的控制，而产生的电流基准信号vmo又会影响到脉冲信号iemu，从而影响到误差放大信号vcomp。当外部条件发生变化，例如输入电压改变或输出电压改变，误差放大信号vcomp也会发生改变，从而改变电流基准信号vmo的幅值，经过负反馈达到平衡之后，重新实现输出恒流；通过将原边电流对电流基准信号vmo进行跟随，可以实现高功率因数。

进一步而言，当开关管Q1导通时，辅助绕组Na上的电压为：

$Va=-\frac{Na}{Np}\×Vin---\left(5\right)$

其中，Na为辅助绕组Na的匝数，Np为原边绕组Np的匝数，Vin为输入信号Vin的电压值；

通过负压转正压模块210后，负压转正压模块210的输出电压v1为：

$v1=-k\×Va=k\×\frac{Na}{Np}\×Vin---\left(6\right)$

其中k为常数，取决于负压转正压模块210。

当开关管Q1导通的时候，采样保持电路211的输出电压vac＝v1；当开关管Q1关断的时候，采样保持电路211将之前的电压保持住，其信号波形示意图如图6和图7所示。

参考图8，在一个非限制性的例子中，负压转正压模块可以包括：第一三极管M1，其集电极连接电流源I1的输出端，其发射极接地；第二三极管M2，其基极连接第一三极管M1的基极，其发射极连接反馈端口FB；电流镜，其输入端连接第二三极管M2的集电极，其输出端经由电阻R5接地，该电流镜的输出端作为负压转正压模块的输出端。该电流镜的镜像比例例如可以是n:1。

采样保持电路可以包括：采样开关S1，其第一端连接负压转正压模块的输出端，其控制端连接驱动端口DR以接收驱动信号；保持电容C1，其第一端连接采样开关S1的第二端，其第二端接地，保持电容C1的第二端作为采样保持电路的输出端。

结合图5和图8，在开关管Q1导通的时候，

$v2=\frac{Na}{Np}\×Vin\×\frac{1}{n}\×\frac{R5}{R1}---\left(7\right)$

其中，n为电流镜的镜像比例，R5为电阻R5的电阻值。

当开关管Q1关断的时候，辅助绕组Na上的电压Va为正电压，因此v2＝0。

当开关管Q1导通的时候，采样开关S1闭合，vac＝v2；当开关管Q2关断的时候，采样开关S1断开，保持电容C1将采样开关S1关断前v2的电压保持住。

图8所示的负压转正压模块以及采样保持电路仅是一个优选的实施例，本领域技术人员应当理解，在实际应用中还可以采用其他任何适当的电路结构。

上述实施例的LED驱动电路的工作过程大致如下：

步骤(1)，使控制器20工作在临界导通状态；

步骤(2)，通过负压转正压模块和采样保持电路，获得与输入信号相关联的被乘信号vac，例如可以获得整流桥输出的输入信号的波形；

步骤(3)，获得一脉宽反映副边二极管导通时间、幅值反映原边电流信号幅度的脉冲信号iemu，该脉冲信号反映输出电流；

步骤(4)，根据步骤(3)得到的脉冲信号iemu，采用误差放大器204与参考电压V_REF进行比较，产生误差放大信号vcomp；

步骤(5)，根据步骤(2)得到的被乘信号vac以及根据步骤(4)得到的误差放大信号vcomp，通过第二乘法器205，产生与整流桥21输出的输入信号Vin波形一致、幅度受误差放大信号vcomp控制的电流基准信号vmo，该电流基准信号vmo进一步反馈给步骤(3)，生成脉冲信号iemu；

步骤(6)，根据步骤(5)得到的电流基准信号vmo以及经由采样端口CS获得的原边电流的采样信号，产生用于关断开关管Q1的驱动信号；

(7)产生用于导通开关管Q1的驱动信号；

(8)重复步骤(1)-(7)，直到环路平衡为止。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，只是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单的修改、等同的变换，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (11)

1.一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，具有采样端口、反馈端口和驱动端口，其特征在于，包括：

副边二极管导通时间检测模块，其输入端连接所述反馈端口，用于检测副边二极管导通时间；

第一乘法器，其第一输入端与所述副边二极管导通时间检测模块的输出端相连；

误差放大器，其第一输入端连接所述第一乘法器的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压；

负压转正压模块，其输入端与所述反馈端口相连，用以对所述反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；

采样保持电路，其输入端与所述负压转正压模块的输出端相连，其输出端输出与输入信号相关联的被乘信号；

第二乘法器，其第一输入端连接所述误差放大器的输出端，其第二输入端连接所述采样保持电路的输出端；

电流感应比较器，其第一输入端连接所述采样端口以接收采样信号，其第二输入端连接所述第二乘法器的输出端；

跟随器，其输入端与所述第二乘法器的输出端相连，其输出端与所述第一乘法器的第二输入端相连，所述跟随器对所述第二乘法器产生的电流基准信号进行跟随；

过零检测模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口的反馈信号进行过零检测以产生过零检测信号；

触发器，与所述电流感应比较器和过零检测模块的输出端相连，根据所述电流感应比较器的输出信号以及所述过零检测模块输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由所述驱动端口输出；

其中，所述第一乘法器将所述副边二极管导通时间与所述跟随器跟随输出的电流基准信号相乘以产生脉冲信号，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行误差放大以产生误差放大信号，所述第二乘法器将所述误差放大信号与所述被乘信号相乘以产生所述电流基准信号。

2.根据权利要求1所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述负压转正压模块包括：

第一三极管，其集电极连接电流源的输出端，其发射极接地；

第二三极管，其基极连接所述第一三极管的基极，其发射极连接所述反馈端口；

电流镜，其输入端连接所述第二三极管的集电极，其输出端经由电阻接地，所述电流镜的输出端作为所述负压转正压模块的输出端。

3.根据权利要求1所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述采样保持电路包括：

采样开关，其第一端连接所述负压转正压模块的输出端，其控制端接收所述驱动信号；

保持电容，其第一端连接所述采样开关的第二端，其第二端接地，所述保持电容的第二端作为所述采样保持电路的输出端。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述LED驱动电路控制器还具有补偿端口，所述补偿端口与所述误差放大器的输出端相连，并配置为经由补偿电容接地。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述触发器为RS触发器，其复位输入端连接所述电流感应比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测模块的输出端，其输出端输出所述驱动信号。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，当外部条件改变时，所述误差放大信号发生改变，从而影响所述电流基准信号的幅值，所述电流基准信号的幅值的改变影响所述误差放大信号，经过负反馈达到平衡之后重新实现输出恒流。

7.一种隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路，其特征在于，包括：

权利要求1至6中任一项所述的控制器；

与所述控制器耦合的主电路，所述主电路为隔离型结构。

8.根据权利要求7所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路包括：

变压器，其原边绕组的同名端接收所述输入信号；

开关管，其第一端连接所述原边绕组的异名端，其第二端连接所述控制器的采样端口并经由采样电阻接地，其控制端连接所述控制器的驱动端口；

第二电阻分压网络，其输入端连接所述变压器的辅助绕组的同名端，其输出端连接所述控制器的反馈端口，所述辅助绕组的异名端接地；

续流二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端，所述副边绕组的同名端接地；

其中，所述续流二极管的阴极和所述副边绕组的同名端作为负载接入端。

9.根据权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路还包括：输出负载，该输出负载的第一端连接所述续流二极管的阴极，该输出负载的第二端连接所述副边绕组的同名端，该输出负载为输出电容、LED负载或者输出电容与LED负载的并联其中任意一种。

10.根据权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路还包括：

整流桥，对交流信号整流得到所述输入信号；

输入电容，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。

11.权利要求8所述的隔离型原边反馈带PFC的LED驱动电路的驱动方法，其特征在于，包括：

步骤(1)，使所述控制器工作在临界导通状态；

步骤(2)，获得与所述输入信号相关联的被乘信号；

步骤(3)，所述第一乘法器确定所述脉冲信号，该脉冲信号的脉宽反映所述副边二极管导通时间，该脉冲信号的幅值反映原边电流信号幅度，该脉冲信号还反映输出电流；

步骤(4)，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行比较，产生误差放大信号；

步骤(5)，所述第二乘法器根据所述被乘信号以及误差放大信号，产生与所述输入信号波形一致、幅度受所述误差放大信号控制的电流基准信号，该电流基准信号进一步反馈给所述第一乘法器，用于生成所述脉冲信号；

步骤(6)，根据所述步骤(5)得到的电流基准信号以及经由所述采样端口获得的所述采样信号，产生用于关断所述开关管的驱动信号；

(7)产生用于导通所述开关管的驱动信号；

(8)重复所述步骤(1)-(7)，直到环路平衡为止。