CN103596342A - 去纹波单级pfc驱动器以及驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种去纹波单级PFC驱动器和驱动方法。该驱动器包括开关功率转换器和单级PFC恒流控制器。该开关功率转换器用于向一负载提供电压和电流。该单级PFC恒流控制器，包括：恒流源，通过一节点与该负载串联，该恒流源将该负载的电流保持为恒定；跨导放大器，具有连接该节点的第一输入端、连接一参考电压的第二输入端以及一输出端；以及PFC调制器，具有连接该跨导放大器的该输出端的输入端，以及连接该开关功率转换器的受控端的输出端，该PFC调制器与该开关功率转换器、该负载及该跨导放大器构成负反馈回路，且该PFC调制器参考该节点的电压调节输出至该开关功率转换器的控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

Description

去纹波单级PFC驱动器以及驱动方法

技术领域

本发明涉及开关电源***，尤其是涉及一种去纹波单级PFC驱动器以及驱动方法。

背景技术

随着LED照明应用的发展，近年来各国相继发布了与LED照明相关的各种标准。最具代表性的是基于美国的能源之星计划在2009年发布的《整体式LED灯能源之星认证》最终版。值得关注的是，在该标准中，对LED灯的功率因数提出了专门的规定。按照该标准，对于功率大于5W的LED灯，功率因数（PF）要大于70%。因此，提高LED灯的功率因数以实现节能环保是普遍的趋势。

为了达到较高的功率因数，传统的做法是在LED输出驱动级前面增加一级无源或有源功率因数校正（PFC）电路。无源功率因数校正（PPFC）通常使用填谷电路，而有源功率因数校正（APFC）通常使用Boost（升压）电路实现。图1示例了一个由有源功率因数校正（APFC）电路和反激式（flyback）开关电源LED恒流驱动级构成的两级LED驱动电路。该有源功率因数校正电路（APFC）120由一个升压功率转换器和一个功率因数控制器122构成。

如图1所示，交流（AC）输入电压首先通过输入整流器110，形成“M”型的输入整流电压，作为PFC电路120的输入。同时输入整流电压经由电阻R1,R2分压后，被功率因数控制器122的ACI引脚采样。升压功率转换器的输出电压经由电阻R4,R5分压后被功率因数控制器122的VFB引脚采样。由VFB引脚采样的信号与一个预先设定的内部参考电压相减形成误差信号。这个误差信号经内部运算放大器放大后形成反馈电压控制信号。这个反馈电压控制信号进一步与由ACI引脚采到的全波整流后的“M”型电压相乘。由于这个反馈电压控制信号近似直流，所以这个乘积与全波整流后的输入电压同相位，且波形相同。以这个相乘后的电压作为控制PFC电感电流的阈值电压（如图2所示）。当电感电流在采样电阻Rsp上形成的采样电压大于这个阈值，则关断PFC的功率开关M2。

基于上述控制方式可以得到如图2所示的升压功率因数校正器的电感电流波形，以及整流后的平均电流波形。这个波形和整流后的“M”型电压的波形和相位相同，因此由交流输入端看进去的电压、电流相位相同且同为正弦波。所以，通过功率因数校正(PFC)电路可以消除波形畸变和相位差，从而达到改善功率因数的目标。

虽然上述两级LED驱动***可以减小波形畸变，改善功率因数，但同时也带来一些问题。由于增加了一级额外的PFC校正电路，使整个开关电源***的元器件数量和***成本大为增加；另外，由于增加了一级PFC电路，使***的整体转换效率有所下降。这两点缺点使这种两级构架在LED照明驱动应用中受到一定的限制。

为了解决这个矛盾，近年来一些公司又推出了单级PFC LED驱动芯片，基于这类芯片可以把功率校正级和LED驱动级合并成一级。类似的驱动芯片有美国TI公司的TPS92075，SILERG公司的SY5814A等。图3示出了基于这类芯片的降压型单级PFC LED驱动***的原理图。图3中的LED驱动***由输入整流器310、降压型单级PFC恒流驱动器320和输出级330构成。输入整流器310由整流桥和输入电容Cin组成。输入的正弦交流电压经过输入整流器310变换成“M”型输入整流电压。

图3中的降压型单级PFC恒流驱动器320由一个PFC恒流控制器321，一个功率开关管M1，一个续流二极管Dx，一个电感L，一个启动电阻Ro，一个恒流控制器的电源退耦电容C_VDD，一个环路补偿电容Cc和一个电感电流检测电阻Rs构成。降压型单级PFC恒流控制器产生功率开关M1的控制信号去控制传递到输出级330的能量并对功率因数进行校正。

图4示意了图3的LED驱动***在稳态工作时的电压电流波形。其中，Vac是交流输入电压的波形，Vin是整流输入电压的波形，I_L是流过电感L的波形，Vo是LED负载两端的电压，I_LED是流过LED负载的电流。图4显示，Vin经过全桥整流器整流，其频率变为输入交流电压Vac的频率的两倍。I_L受PFC恒流控制器的调制，其波形也呈现周期性变化，且频率及相位与Vin相同。而在图3所示的***中，I_LED的平均电流等于电感电流I_L的平均值。这意味着在由输出电容Co和LED负载并联的输出级，输出电压Vo也会叠加一个如图4所示的工频纹波，其周期等于整流输入电压的周期。LED负载上的电压和电流呈单调递增关系，因此，输出电流I_LED也会叠加一个电流纹波。

在LED照明***中，输出电流纹波能带来如下几个方面的不利影响：1、减小灯珠的寿命；2、降低发光效率；3、存在明显的工频闪烁，导致对人眼的潜在伤害。因此期望能够减弱或消除纹波。

一种常规的方法是，通过加大图3中电容Co来使电压更稳定，减弱纹波。但是这种方法无法完全消除纹波，且使用大电容成本更高。因此，需要寻找一种更优的驱动方式来解决上述问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种去纹波单级PFC驱动器以及驱动方法。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种去纹波单级PFC驱动器，包括开关功率转换器和单级PFC恒流控制器。该开关功率转换器用于向一负载提供电压和电流。该单级PFC恒流控制器，包括：恒流源，通过一节点与该负载串联，该恒流源将该负载的电流保持为恒定；跨导放大器，具有连接该节点的第一输入端、连接一参考电压的第二输入端以及一输出端；以及PFC调制器，具有连接该跨导放大器的该输出端的输入端，以及连接该开关功率转换器的受控端的输出端，该PFC调制器与该开关功率转换器、该负载及该跨导放大器构成负反馈回路，且该PFC调制器参考该节点的电压调节输出至该开关功率转换器的控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

在本发明的一实施例中，上述的去纹波单级PFC驱动器还包括：输入整流电路，其输入端输入一交流输入电压，其输出端输出一整流电压至该开关功率转换器。

在本发明的一实施例中，该节点的电压平均值为该参考电压。

在本发明的一实施例中，该开关功率转换器为升压型、降压型或升降压型开关功率转换器，且该PFC调制器为对应的升压型、降压型或升降压型PFC调制器。

在本发明的一实施例中，该PFC调制器为固定导通时间型调制器。

在本发明的一实施例中，该PFC调制器为乘法器型调制器。

在本发明的一实施例中，该跨导放大器的输出端还通过一补偿电容连接到地。

本发明还提出一种去纹波单级PFC驱动方法，包括以下步骤：经一开关功率转换器向一负载提供电压和电流；保持该负载的电流为恒定值；比较该负载的一节点上的电压与一参考电压，提供一比较信号至一PFC调制器，该PFC调制器用以向该开关功率转换器输出一控制信号；在该负载、该PFC调制器及该开关功率转换器间形成一负反馈回路，使该PFC调制器根据该节点的电压调节输出至该开关功率转换器的该控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

本发明通过把一个恒流源串联在输出电流回路上，迫使负载的电流始终保持恒定，同时通过一个负反馈回路控制恒流源的压降，使恒流源压降的平均值保持恒定，在保持输出功率平衡的基础上去除了电流纹波。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示例了由有源功率因数校正（APFC）电路和反激式（flyback）开关电源LED恒流驱动级构成的两级LED驱动电路。

图2示例了有源功率因数校正器（APFC）的电感电流波形。

图3示例了传统降压型（BUCK）单级PFC LED驱动***的原理图。

图4示例了图3中传统降压型单级PFC LED驱动***的主要操作波形。

图5示例了本发明实施例的单级PFC恒流驱动器的原理图。

图6示例了去纹波单级PFC恒流驱动器的主要操作波形。

图7示例了本发明一实施例的降压型（Buck）去纹波单级PFC驱动器的原理图。

图8示例了本发明一实施例的升压型(Boost)去纹波单级PFC驱动器的原理图。

图9示例了本发明一实施例的升降压型(Buck-Boost)去纹波单级PFC驱动器的原理图。

图10示例了本发明一实施例的采用乘法器型PFC的降压型（Buck）去纹波单级PFC驱动器的原理图。

具体实施方式

本发明的下述实施例将描述单级功率因数校正（PFC）的控制方法，通过这种方法可以消除传统单级PFC电路的工频和高频（开关）电流纹波。

图5示意了本发明实施例的单级PFC驱动器的原理图。参照图5所示，该驱动器500包括输入整流电路510、开关功率转换器520、单级PFC恒流控制器530、和输出电容Co。开关功率转换器520向负载提供电压和电流。单级PFC恒流控制器530连接到负载，并且通过反馈方式控制开关功率转换器520。在本实施例中，负载为LED串列。但可以理解，本发明并不限定于此。

输入整流电路510可由一个全桥整流器和一个输入电容Cin构成。输入整流电路510的作用是把输入的正弦波电压整流成“M”型输入整流电压，并通过输入电容Cin滤除高频杂波。

输入整流电路510输出的“M”型电压输入开关功率转换器520。功率转换器520被用来驱动LED负载。开关功率转换器520的输出端并联的输出电容Co用来平衡开关功率转换器520输出能量的变化。

单级PFC恒流控制器530可包括恒流源531、跨导放大器532，以及PFC调制器533。在此实施例中，PFC调制器533是一个固定导通时间型调制器，其结合了PWM控制器功能。具体地说，PFC调制器533输出一个脉宽调制（PWM）信号去控制开关功率转换器520中的功率开关（图中未示出），进而控制由开关功率转换器520传递到LED负载上的能量。单级PFC恒流控制器530主要起四个作用：1、对LED的输出电流进行恒流控制；2、消除LED的电流纹波；3、对开关功率转换器进行控制，实现功率因数校正（PFC）；4、控制传输到输出负载上的能量，以限制输出电压的变化。

以下介绍本发明实施例的原理。LED负载与单级PFC恒流控制器530内的恒流源531串联，该恒流源531的电流设定为Iref。因此，无论输出电压Vo如何变化，输出电流始终被恒流源强制设定在一个恒定值：Iref。LED上的压降和流过它的电流I_LED之间符合单调递增的函数关系，可表示为：

V_LED=f(I_LED)    （1）

公式（1）表示，当I_LED是一个常数时，LED负载上的压降V_LED也是一个常数。所以当输出电压Vo发生波动（叠加了输出纹波）时，节点“A”的电压将随着输出电压Vo的变化而同幅度变化，即：

V_A=V_o-V_LED    （2）

为了使***的输出功率保持稳定，A点的平均电压（单级PFC恒流控制器530中的恒流源531上的压降）需要被限定在一个恒定值。为此，A点被连到跨导放大器532的第一输入端。该跨导放大器532的第二输入端连接一个参考电压Vth；输出端连接PFC调制器533和补偿电容Cc。受补偿电容Cc上电压的控制，PFC调制器533产生一个脉冲宽度调制（PWM）信号输入开关功率转换器520，作为其功率开关的控制信号，控制该功率开关的导通和关断。该PWM信号起两方面的作用，一方面提高驱动器500的功率因数（PF），另一方面通过控制开关功率转换器510的输出功率，限定A点的平均电压

等于恒定参考值Vth。从而输出电压的平均值等于：

$\stackrel{\‾}{V_o}=\stackrel{\‾}{V_A}+V_{\mathrm{LED}}=V_{\mathrm{th}}+V_{\mathrm{LED}}$

如图5所示，从LED负载输出端到A点，再经过跨导放大器532、PFC调制器533及开关功率转换器520又回到LED负载，形成一个负反馈回路。由于负反馈回路有很高的回路增益，因此A点的平均电压被设定在Vth。例如，当开关功率转换器520输出的功率过大时，输出电压Vo上升，A点电压V_A随之上升，当A点电压V_A大于V_th时，补偿电容Cc通过电流I_Gm放电，导致补偿电容的电压V_C降低，进而控制PFC调制器533，使其输出PWM信号的导通脉冲宽度变窄，从而使开关功率转换器520的导通时间变短，最终使输出功率降低；反之，当输出功率过低，导致输出电压Vo过低，进而使A点电压V_A变低时，同样可以通过负反馈回路使输出电压Vo被调高，从而使输出功率达到平衡。

另一方面，该***500还要实现功率因数校正的功能。其实现原理是：用补偿电容Cc上的电压Vc控制PWM信号的导通脉宽，使导通脉宽和Vc成正比；适当选取Cc，使gm/Cc<<2π/T，其中T是工频周期，Cc是补偿电容的电容值，gm是跨导放大器532的跨导。由于反馈***的环路带宽（gm/2πCc）远小于工频周期，所以Cc的电压Vc基本保持不变，因此，受其控制的功率开关的导通时间Ton也基本保持恒定。而在每一个导通脉宽内，磁性元件（电感，变压器）储能，其峰值电流和输入电压的关系为（在DCM或BCM下）：

显然，当Ton恒定时，Ip和Vin成正比。

因此，如图6所示，在M型的整流周期波内，PWM的导通脉宽Ton基本不变，这种固定导通时间的开关脉冲使输入电流波形呈现与电压波相似的M型，且同相位，从而实现功率因数校正。

参考图6可见，LED串列的电流I_LED保持恒定，而且消除了电流纹波。

因此，本发明的***同时实现了恒流、消除电流纹波和改善功率因数的三重目标。

基于上述原理的LED驱动***可以应用于降压（buck），升-降压（buck-boost）和升压（Boost）拓扑结构，以下举实例说明。

图7示出了本发明一实施例的去纹波单级PFC驱动器。参照图7所示，本实施例是一个降压型的单级PFC驱动器700。该驱动器700包括输入整流桥710、降压（Buck）型开关功率转换器720和降压型单级PFC恒流控制器730。降压型单级PFC恒流控制器730中的运算放大器（OP），MOS晶体管M1和电流采样电阻Rs构成一个恒流源731。运算放大器（OP）的第一输入端输入一个参考电压Vref，第二输入端连接电流采样电阻Rs及MOS管M1的源极，运算放大器的输出接到MOS管M1的栅极。电流采样电阻Rs的第一端口和MOS管的源极相连，第二端口连接LED负载的第一输入端，这一个端口也被作为降压型单级PFC恒流控制器730的参考“地”。MOS管M1的漏极与降压型单级PFC恒流控制器730的跨导放大器732的第一输入端相连，同时被连到降压型开关功率转换器720的功率开关S。由于运算放大器的增益很高，所以电流采样电阻Rs的第一端口的电压受负反馈环路的控制等于参考电压Vref，所以流过Rs的电流恒定在：

$I_{\mathrm{RS}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}---\left(5\right)$

由于电流采样电阻Rs和MOS管M1，LED负载是串联关系，所以流过MOS管以及LED负载的电流等于流过电流采样电阻Rs的电流。因此，无论降压型开关功率转换器720的输出电压Vo（输出电容Co上的电压）如何变化，输出电流始终被恒流源强制设定在一个恒定值：I_RS。由于LED负载的电压和电流是单调的函数关系，所以，LED负载上的压降也是恒定的。

如图7所示，由运算放大器（OP），MOS管M1和电流采样电阻Rs构成的恒流源731使LED负载流过恒定的电流。另一方面，为了使***的输出功率保持稳定，A点的平均电压（MOS管M1的漏极）需要被限定在一个恒定值。为此，A点被连到跨导放大器732的第一输入端，该跨导放大器的第二输入端连接一个参考电压Vth；输出端连接PFC调制器733和补偿电容Cc。

在此实施例中，PFC调制器533是一个固定导通时间型调制器，其结合了PWM控制器功能。具体地说，受补偿电容Cc上电压的控制，PFC调制器733产生一个脉冲宽度调制（PWM）信号输入开关功率转换器720，作为其功率开关的控制信号，控制功率开关的导通和关断。该PWM信号起两方面的作用，一方面提高驱动器700的功率因数（PF），另一方面通过控制开关功率转换器的输出功率，限定A点的平均电压

等于恒定参考值Vth。从而输出电压的平均值等于：

$\stackrel{\&OverBar;}{V_o}=\stackrel{\&OverBar;}{V_A}+V_{\mathrm{LED}}=V_{\mathrm{th}}+V_{\mathrm{LED}}---\left(6\right)$

如图7所示，LED负载，跨导放大器732，PFC调制器733及开关功率转换器720形成一个负反馈回路。由于负反馈回路有很高的回路增益，因此A点的的平均电压

被设定在Vth。例如，当开关功率转换器720输出的功率过大时，输出电压Vo上升，A点电压V_A随之上升，当A点电压V_A大于Vth时，补偿电容Cc通过I_Gm放电，导致补偿电容的电压V_C降低，进而控制PFC调制器733，使其输出PWM信号的导通脉冲宽度变窄，从而使开关功率转换器的导通时间变短，最终使输出功率降低，输出电压Vo随之降低；反之，当输出功率过低，导致输出电压Vo过低，进而使A点电压变低时，同样可以通过负反馈环路使输出电压Vo被调高，从而使输出功率达到平衡。

另一方面，该***还要实现功率因数校正的功能。其实现原理是：用补偿电容Cc上的电压Vc控制PWM信号的导通脉宽，使导通脉宽和Vc成正比；适当选取Cc，使gm/Cc<<2π/T，其中T是工频周期，Cc是补偿电容的电容值，gm是跨导放大器的跨导。由于反馈***的环路带宽（gm/2πCc）远小于工频周期，所以Cc的电压Vc基本保持不变。而在每一个导通脉宽内，磁性元件（电感，变压器）储能，其峰值电流和输入电压的关系为（在DCM或BCM下）：

显然，当Ton恒定时，Ip和Vin成正比。

因此，在M型的整流周期波内，PWM的导通脉宽基本不变，如图6所示，这种固定导通时间的开关脉冲使输入电流包络呈现与电压波相似的“M”型，且同相位，从而实现了功率因数校正。

图8是本发明的另一种实施例，该实施例是一个升压型的单级PFC驱动器。入图8所示，本实施例的驱动器800包括输入整流桥810、升压（Boost）型开关功率转换器820和升压型单级PFC恒流控制器830。本实施例的驱动器800的控制原理与图7所示降压型单级PFC驱动器700的控制原理基本相同。不同之处是，升压型单级PFC恒流控制器830与驱动器800共“地”。

如图8所示，升压型单级PFC恒流控制器830中的运算放大器（OP），MOS晶体管M1和电流采样电阻Rs构成一个恒流源831。运算放大器（OP）的第一输入端输入一个参考电压Vref，第二输入端连接电流采样电阻Rs及MOS管M的源极，运算放大器的输出接到MOS管M1的栅极。电流采样电阻Rs的第一端口和MOS管M1的源极相连，第二端口连接***地，这一个端口也是升压型去纹波单级PFC恒流控制器的参考“地”。MOS管M1的漏极与升压型单级PFC恒流控制器830的跨导放大器832的第一输入端相连，同时与LED负载相连。由于运算放大器的增益很高，所以电流采样电阻Rs的第一端口的电压受负反馈环路的控制等于参考电压Vref，所以流过Rs的电流恒定在：

$I_{\mathrm{RS}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}---\left(8\right)$

由于电流采样电阻Rs和MOS管M1，LED负载是串联关系，所以流过MOS管以及LED负载的电流等于流过电流采样电阻的电流。因此，无论升压型开关功率转换器820的输出电压Vo（输出电容Co上的电压）如何变化，输出电流始终被恒流源强制设定在一个恒定值：I_RS。由于LED负载的电压和电流是单调的函数关系，所以，LED负载上的压降也是恒定的。

如图8所示，由运算放大器（OP），MOS晶体管M1和电流采样电阻Rs构成的恒流源使LED负载流过恒定的电流。另一方面，为了使***的输出功率保持稳定，A点的平均电压（M1的漏极）需要被限定在一个恒定值。为此，A点被连到跨导放大器832的第一输入端，该跨导放大器832的第二输入端连接一个参考电压Vth；输出端连接一个PFC调制器833和一个补偿电容Cc。

在此实施例中，PFC调制器833是一个固定导通时间型调制器，其结合了PWM控制器功能。具体地说，受补偿电容Cc上电压的控制，PFC调制器833产生一个脉冲宽度调制（PWM）信号输入开关功率转换器820，作为其功率开关的控制信号，控制功率开关的导通和关断。该PWM信号起两方面的作用，一方面提高驱动器800的功率因数（PF），另一方面通过控制开关功率转换器820的输出功率，限定A点的平均电压

等于恒定参考值Vth。从而输出电压的平均值等于：

$\stackrel{\&OverBar;}{V_o}=\stackrel{\&OverBar;}{V_A}+V_{\mathrm{LED}}=V_{\mathrm{th}}+V_{\mathrm{LED}}---\left(9\right)$

如图8所示，LED负载，跨导放大器832，PFC调制器833及开关功率转换器820形成一个负反馈回路；由于负反馈回路有很高的回路增益，因此A点的平均电压被设定在Vth。例如，当开关功率转换器820输出的功率过大时，输出电压上升，A点电压V_A随之上升，当A点电压V_A大于Vth时，补偿电容Cc通过I_Gm放电，导致补偿电容的电压V_C降低，进而控制PFC调制器833，使其输出PWM信号的导通脉冲宽度变窄，从而使开关功率转换器的导通时间变短，最终使输出功率降低，输出电压随之降低；反之，当输出功率过低，导致输出电压Vo过低，进而使A点电压变低时，同样可以通过负反馈回路使输出电压Vo被调高，从而使输出功率达到平衡。

另一方面，该***还要实现功率因数校正的功能。其实现原理是：用补偿电容Cc上的电压Vc控制PWM信号的导通脉宽，使导通脉宽和Vc成正比；适当选取Cc，使gm/Cc<<2π/T，其中T是工频周期，Cc是补偿电容的电容值，gm是跨导放大器832的跨导。由于反馈***的环路带宽（gm/2πCc）远小于工频周期，所以Cc的电压Vc基本保持不变。而在每一个导通脉宽内，磁性元件（电感，变压器）储能，其峰值电流和输入电压的关系为（在DCM或BCM下）：

显然，当Ton恒定时，Ip和Vin成正比。

因此，在M型的整流周期波内，PWM的导通脉宽基本不变，如图6所示，这种固定导通时间的开关脉冲使输入电流包络呈现与电压波相似的“M”型，且同相位，从而实现了功率因数校正。

图9是本发明的另一种实施例，该实施例是一个升降压型的单级PFC驱动器。参照图9所示，本实施例的驱动器900包括输入整流桥910，升降压型（Buck-Boost）功率转换器920和升降压型单级PFC恒流控制器930。本实施例的驱动器900的控制原理与图7所示降压型驱动器700的控制原理基本相同。不同之处是，控制器的参考“地”设在升降压型功率转换器920中功率开关的一个端口。

如图9所示，升降压型单级PFC恒流控制器930中的运算放大器（OP），MOS晶体管M1和电流采样电阻Rs构成一个恒流源931。运算放大器（OP）的第一输入端输入一个参考电压Vref，第二输入端连接电流采样电阻Rs及M1的源极，运算放大器的输出接到MOS管M1的栅极。电流采样电阻Rs的第一端口和MOS管M1的源极相连，第二端口连接功率开关S，这一个端口也被作为升降压型单级PFC恒流控制器930的参考“地”。MOS管M1的漏极与升降压型单级PFC恒流控制器930的跨导放大器932的第一输入端相连，同时被连到LED负载。由于运算放大器的增益很高，所以电流采样电阻Rs的第一端口的电压受负反馈环路的控制等于参考电压Vref，所以流过Rs的电流恒定在：

$I_{\mathrm{RS}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}---\left(11\right)$

由于电流采样电阻Rs和MOS管M1，LED负载是串联关系，所以流过MOS管M1以及LED负载的电流等于流过电流采样电阻Rs的电流。因此，无论升降压型开关功率转换器920的输出电压Vo（输出电容Co上的电压）如何变化，输出电流始终被恒流源强制设定在一个恒定值：I_RS。由于LED负载的电压和电流是单调的函数关系，所以，LED负载上的压降也是恒定的。

如图9所示，由运算放大器（OP），MOS晶体管M1和电流采样电阻Rs构成的恒流源使LED负载流过恒定的电流。另一方面，为了使***的输出功率保持稳定，A点的平均电压（相对于芯片的参考地）需要被限定在一个恒定值。为此，A点被连到跨导放大器932的第一输入端，该跨导放大器932的第二输入端连接一个参考电压Vth；输出端连接PFC调制器933和一个补偿电容Cc。

在此实施例中，PFC调制器933是一个固定导通时间型调制器，其结合了PWM控制器功能。具体地说，受补偿电容Cc上电压的控制，PFC调制器933产生一个脉冲宽度调制（PWM）信号输入开关功率转换器，作为其功率开关的控制信号，控制功率开关的导通和关断。该PWM信号起两方面的作用，一方面提高驱动器900的功率因数（PF），另一方面通过控制开关功率转换器920的输出功率，限定A点的平均电压

等于恒定参考值Vth。从而输出电压的平均值等于：

$\stackrel{\&OverBar;}{V_o}=\stackrel{\&OverBar;}{V_A}+V_{\mathrm{LED}}=V_{\mathrm{th}}+V_{\mathrm{LED}}---\left(12\right)$

如图9所示，LED负载，跨导放大器931，PFC调制器933及开关功率转换器920形成一个负反馈回路。由于负反馈回路有很高的回路增益，因此A点的平均电压被设定在Vth。例如，当开关功率转换器输出的功率过大时，输出电压上升，A点电压V_A随之上升，当A点电压V_A大于Vth时，补偿电容Cc通过I_Gm放电，导致补偿电容的电压V_C降低，进而控制PFC调制器933，使其输出PWM信号的导通脉冲宽度变窄，从而使开关功率转换器920的导通时间变短，最终使输出功率降低，输出电压随之降低；反之，当输出功率过低，导致输出电压Vo过低，进而使A点电压变低时，同样可以通过负反馈环路使输出电压Vo被调高，从而使输出功率达到平衡。

另一方面，该***还要实现功率因数校正的功能。其实现原理是：用补偿电容Cc上的电压Vc控制PWM信号的导通脉宽，使导通脉宽和Vc成正比；适当选取Cc，使gm/Cc<<2π/T，其中T是工频周期，Cc是补偿电容的电容值，gm是跨导放大器932的跨导。由于反馈***的环路带宽（gm/2πCc）远小于工频周期，所以Cc的电压Vc基本保持不变。而在每一个导通脉宽内，磁性元件（电感，变压器）储能，其峰值电流和输入电压的关系为（在DCM或BCM下）：

显然，当Ton恒定时，Ip和Vin成正比。

因此，在M型的整流周期波内，PWM的导通脉宽基本不变，如图6所示，这种固定导通时间的开关脉冲使输入电流包络呈现与电压波相似的“M”型，且同相位，从而实现了功率因数校正。

图10是本发明的另一种实施例，该实施例是一个降压型的单级PFC驱动器。参照图10所示，本实施例的驱动器1000包括输入整流桥1010，降压型（Buck）功率转换器1020和降压型单级PFC恒流控制器1030。本实施例的工作原理和图7示出的降压型单级PFC驱动器700的工作原理基本相同，不同之处是：实现功率因数校正的方式不同。本实施例采用乘法器型PFC调制器1033。

图10所示的单级PFC恒流驱动器1000在图7的基础上增加了两个分压电阻R1，R2，和一个电感电流的采样电阻R_L，且用图10中的乘法器型PFC调制器1033实现功率因数校正。由电阻R1,R2产生的分压信号Sin输入PFC调制器1033。该分压信号也是一个电压信号且和整流输入信号Vin成正比，因此也是一个“M”型信号。这个分压信号和跨导放大器1032的输出电流I_Gm在补偿电容Cc上所产生的积分电压V_B相乘。由于V_B近似直流信号，所以前述乘积也是一个与整流输入信号Vin形状及相位相同的“M”型信号。另一方面，由电感电流采样电阻R_L所采样的代表电感电流的电压信号S_IL也输入到PFC调制器1033。该电感电流采样信号S_IL和上述乘积信号相比较，当该电感电流采样信号S_IL等于上述乘积信号时，由PFC调制器1033输出的开关信号关断降压型开关功率转换器1020的功率开关S，则电感电流经二极管Dx续流，同时电感开始退磁，电感电流减小，所以功率开关关断瞬间，电感电流达到峰值。则也如图6所示，这种乘法器型PFC调制器1033产生的开关脉冲使输入电流包络也呈现与电压波相似的“M”型，且同相位，从而实现了功率因数校正。

归纳而言，本发明提出一种去纹波单级PFC驱动方法，该驱动方法可以用前述的各个电路来实施，也可以使用其它电路来实施。驱动方法包括以下步骤：经一开关功率转换器向一负载提供电压和电流；保持该负载的电流为恒定值；比较该负载的一节点上的电压与一参考电压，提供一比较信号至一PFC调制器，该PFC调制器用以向该开关功率转换器输出一控制信号；在该负载、该PFC调制器及该开关功率转换器间形成一负反馈回路，使该PFC调制器根据该节点的电压调节输出至该开关功率转换器该控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

本发明上述实施例的单级PFC恒流驱动器通过把一个恒流源串联在输出电流回路上，迫使负载的电流始终保持恒定，同时通过一个负反馈回路控制恒流源的压降，使恒流源压降的平均值保持恒定，因此在保持输出功率平衡的基础上去除了电流纹波。同时，上述的单级PFC恒流驱动器仍然实现了功率因数校正功能。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (8)

1.一种去纹波单级PFC驱动器，包括：

开关功率转换器，用于向一负载提供电压和电流；

单级PFC恒流控制器，包括：

恒流源，通过一节点与该负载串联，该恒流源将该负载的电流保持为恒定；

跨导放大器，具有连接该节点的第一输入端、连接一参考电压的第二输入端以及一输出端；以及

PFC调制器，具有连接该跨导放大器的该输出端的输入端，以及连接该开关功率转换器的受控端的输出端，该PFC调制器与该开关功率转换器、该负载及该跨导放大器构成负反馈回路，且该PFC调制器参考该节点的电压调节输出至该开关功率转换器的控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

2.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，还包括：输入整流电路，其输入端输入一交流输入电压，其输出端输出一整流电压至该开关功率转换器。

3.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，该节点的电压平均值为该参考电压。

4.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，该开关功率转换器为升压型、降压型或升降压型开关功率转换器，且该PFC调制器为对应的升压型、降压型或升降压型PFC调制器。

5.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，该PFC调制器为固定导通时间型调制器。

6.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，该PFC调制器为乘法器型调制器。

7.如权利要求1所述的去纹波单级PFC驱动器，其特征在于，该跨导放大器的输出端还通过一补偿电容连接到地。

8.一种去纹波单级PFC驱动方法，包括以下步骤：

经一开关功率转换器向一负载提供电压和电流；

保持该负载的电流为恒定值；

比较该负载的一节点上的电压与一参考电压，提供一比较信号至一PFC调制器，该PFC调制器用以向该开关功率转换器输出一控制信号；

在该负载、该PFC调制器及该开关功率转换器间形成一负反馈回路，使该PFC调制器参考该节点的电压调节输出至该开关功率转换器该控制信号，使该节点的电压平均值为恒定值。

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