CN103580519B - 一种双模式svpwm过调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种双模式SVPWM过调制方法，包括：根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区，其中0＜MI＜0.9069为线性调制区，0.9069＜MI≤0.9517为过调制1区，0.9517＜MI≤1为过调制2区，MI为调制系数；在线性调制区采用传统的SVPWM调制方法；在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿；在过调制2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变，通过跳变来跟随期望输出电压矢量的方式来控制输出电压矢量的轨迹。相对于传统的双模式控制方法算法简单，避免了繁杂的运算，易于工程实现；同时相对单模式控制方法，控制精度较高、输出电压连续性较好。

Description

一种双模式SVPWM过调制方法

技术领域

本发明属于电力技术领域，更具体地，涉及一种双模式SVPWM过调制方法。

背景技术

SVPWM(SpaceVectorPWM，空间矢量脉宽调制)是一种通过交替使用不同的电压矢量来实现电动机磁链轨迹控制的逆变器调制技术。附图1所示的PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)逆变器共有八种工作状态，对应可得八个基本空间矢量，其中六个有效工作矢量V1～V6，其幅值为直流电压在空间中互差另两个为零矢量V0和V7。六个有效工作矢量将空间电压矢量分为对称的六个扇区，每个扇区对应如附图2所示。

定义调制系数(其中V_ref是期望输出电压矢量，V_dc是直流母线电压)，当期望输出电压矢量幅值小于扇区六边形的内切圆半径时，输出电压矢量轨迹为圆形，线电压为正弦波，SVPWM处于线性调制区域；当期望输出电压矢量幅值超出六边形内切圆半径时(这一临界点的调制系数MI＝0.9069)，输出电压矢量轨迹不再为圆形，线电压波形发生畸变，此时SVPWM进入过调制区域，原有的线性调制区域的调制方法不再适用，需要新的调制方法，即过调制方法。目前SVPWM过调制方法主要分为两大类，一类是双模式控制方法，另一类是单模式控制方法。相对于单模式控制方法，双模式控制方法控制精度高，输出电压连续性好，但是算法复杂，不利于工程实现。

经典双模式控制方法根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区在不同的调制区域采用不同的调制方法：

线性调制区(0＜MI＜0.9069)：输出电压矢量由相邻基本电压矢量合成，如附图3所示，以第一扇区输出电压矢量为例：

$\frac{1}{T_{\mathrm{PWM}}}(t_1*V1+t_2*V2)---\left(1\right)$

其中T_PWM是PWM开关周期时间，t₁、t₂分别为基本电压矢量V1和V2的作用时间，则t₀为零矢量的作用时间，t₁、t₂和t₀由式(2)～(4)计算得到：

$t_1=\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{dc}}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})---\left(2\right)$

$t_2=\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{dc}}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)---\left(3\right)$

t₀＝T_PWM-t₁-t₂(4)

式中θ为输出电压矢量的相角。

过调制1区(0.9069＜MI≤0.9517)通过参考角度α_r控制输出电压矢量轨迹，实际输出电压矢量的相角与期望输出电压矢量的相角始终保持一致，仅对其幅值进行修改，使输出电压矢量在参考角度内的幅值补偿电压矢量幅值，在参考角度以外幅值收缩至六边形边界，以此控制输出电压基波幅值等于期望输出电压矢量幅值。参考角度α_r通过式(5)～(7)计算得到：

α_r＝-30.23*MI+27.94(0.9069＜MI≤0.9095)(5)

α_r＝-8.58*MI+8.23(0.9095＜MI≤0.9485)(6)

α_r＝-26.43*MI+25.15(0.9485＜MI≤0.9517)(7)

补偿电压矢量幅值|V_con|通过式(8)计算得到：

$\left|V_{\mathrm{con}}\right|=\frac{\sqrt{3}}{3}{V}_{\mathrm{dc}}/\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_r)---\left(8\right)$

过调制1区控制方法的计算量主要来源于式(8)，它的工程实现是简单的。

过调制2区(0.9517＜MI≤1)：通过保持角度α_h控制输出电压矢量轨迹，在保持角度内，输出电压矢量保持为基本电压矢量，即六边形的顶点，在保持角度外输出电压矢量的轨迹为六边形边界。保持角度α_h通过式(9)～(11)计算得到：

α_h＝6.40*MI-6.09(0.9485＜MI≤0.9800)(9)

α_h＝11.75*MI-11.34(0.9800＜MI≤0.9975)(10)

α_h＝48.96*MI-48.43(0.9975＜MI≤1.0000)(11)

以第一扇区为例，实际输出电压矢量相角θ’与期望输出电压矢量相角θ的关系为：

因此当期望输出电压矢量相角为时，工程实现中需要在每一个开关周期计算期望输出电压矢量相角，然后通过式(7)对相角进行修改，得出新的输出电压矢量，再根据新的电压矢量计算矢量作用时间t₁和t₂，这种对输出电压矢量温和的修改方式保证了较高的控制精度，但是由此带来的大量三角和反三角计算不利于算法的工程实现。

发明内容

为了在过调制方法的控制精度和算法复杂程度之间取得一个平衡，本发明提供了一种双模式控制方法，这种控制方法易于工程实现同时具有相对较高的控制精度。

本发明提出了一种双模式SVPWM过调制方法，包括：

根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区，其中0＜MI＜0.9069为线性调制区，0.9069＜MI≤0.9517为过调制1区，0.9517＜MI≤1为过调制2区，MI为调制系数；

在线性调制区采用传统的SVPWM调制方法；

在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿；

在过调制2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变，通过跳变来跟随期望输出电压矢量的方式来控制输出电压矢量的轨迹。

具体地，所述过调制1区的调制方法为：

计算参考角度α_r，根据α_r计算出补偿电压矢量幅值，并将期望输出电压矢量幅值修改为补偿电压矢量幅值；

根据修改后的期望输出电压矢量幅值来计算开通时间t₁和t₂，t₁和t₂分别为两个基本电压矢量的作用时间；

判断t₁、t₂之和是否大于开关周期时间T_PWM，如果t₁、t₂之和大于T_PWM，就对t₁、t₂进行等比例缩小；

否则直接输出t₁、t₂；

根据t₁和t₂进行PWM调制。

具体地，所述参考角度α_r的计算方式为：

α_r＝-30.23*MI+27.94(0.9069＜MI≤0.9095)

α_r＝-8.58*MI+8.23(0.9095＜MI≤0.9485)

α_r＝-26.43*MI+25.15(0.9485＜MI≤0.9517)。

具体地，所述补偿电压矢量幅值的计算方式为：

$\left|V_{\mathrm{con}}\right|=\frac{\sqrt{3}}{3}{V}_{\mathrm{dc}}/\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_r).$

具体地，所述过调制2区的调制方法具体为：

根据保持角度α_h对期望输出电压矢量幅值进行修正，并计算出对应的保持时间t_h；

根据修改后的期望输出电压矢量计算开通时间t₁和t₂；

判断t₁是否大于保持时间t_h，如果t₁大于t_h，修改开通时间为t₁＝1，t₂＝0，输出t₁和t₂；

否则再判断t₂是否大于保持时间t_h，如果t₂大于t_h，修改开通时间为t₂＝1，t₁＝0，输出t₁和t₂；否则对t₁、t₂进行等比例缩小，输出t₁和t₂；

根据t₁和t₂进行PWM调制。

优选地，所述保持角度的计算方法为：

α_h＝33.198*MI-31.577(0.9517≤MI≤0.9529)，

α_h＝12.135*MI-11.507(0.9529≤MI≤0.9589)，

α_h＝7.572*MI-7.130(0.9589≤MI≤0.9911)，

α_h＝12.181*MI-11.700(0.9911≤MI≤0.9987)，

α_h＝37.557*MI-37.041(0.9987≤MI≤1.0000)。

优选地，所述保持时间的计算方式为：

$t_h=T_{\mathrm{PWM}}*\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\α}}_h)/\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_h)$

其中T_PWM是PWM开关周期时间。

具体地，所述t₁、t₂的计算方式为：

$t_1=\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{dc}}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})$

$t_2=\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{dc}}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right),$

本发明提供的双模式控制方法相对于传统的双模式控制方法算法简单，在过调制2区无需对每个开关周期的输出电压矢量相角进行修改，很大程度上避免了繁杂的运算，易于工程实现；同时相对单模式控制方法，这种双模式控制方法的控制精度相对较高、输出电压连续性相对较好。

附图说明

图1是PWM逆变器示意图；

图2是SVPWM基本电压矢量及扇区示意图；

图3是输出电压矢量合成示意图；

图4是本发明过调制1区输出电压矢量轨迹示意图；

图5是本发明过调制2区输出电压矢量轨迹示意图；

图6是本发明SVPWM控制方法流程图；

图7是本发明过调制1区控制方法流程图；

图8是本发明过调制2区控制方法流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明采用的技术方案是：

根据调制系数将SVPWM调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区。

在过调制1区(0.9069＜MI≤0.9517)：沿用经典的双模式控制方法。

在过调制2区(0.9517＜MI≤1.0000)：在保持角度内，实际输出电压矢量保持为基本电压矢量，保持角度以外实际输出电压矢量幅值为六边形边界。以第一扇区内的电压矢量为例，实际输出电压矢量保持在基本电压矢量V1，相角为0，直到期望输出电压矢量的相角达到α_h，实际输出电压矢量跳变跟随期望输出电压矢量，与之相角保持一致，幅值收缩至六边形边界，当相角到达时，实际输出电压矢量再一次跳变到基本电压矢量V2，一直保持到期望输出电压矢量相角为那么在第一扇区，实际输出电压矢量相角θ‘与期望输出电压矢量相角θ的关系为：

保持角度α_h由重新推导的公式(14)～(18)计算得到：

α_h＝33.198*MI-31.577(0.9517≤MI≤0.9529)(14)

α_h＝12.135*MI-11.507(0.9529≤MI≤0.9589)(15)

α_h＝7.572*MI-7.130(0.9589≤MI≤0.9911)(16)

α_h＝12.181*MI-11.700(0.9911≤MI≤0.9987)(17)

α_h＝37.557*MI-37.041(0.9987≤MI≤1.0000)(18)

如图4所示，粗实线为本发明过调制1区实际输出电压矢量轨迹，在参考角度内实际输出电压矢量为补偿电压矢量，在参考角度外实际输出电压矢量轨迹为六边形边界。

如图5所示，粗实线为本发明过调制2区实际输出电压矢量轨迹，在保持角度内实际输出电压矢量为基本电压矢量，在参考角度外实际输出电压矢量轨迹为六边形边界，把保持角度处的电压矢量记为保持电压矢量V_h，定义在合成保持电压矢量中开通时间较长的一个基本电压矢量的开通时间量为保持时间t_h，在图例中就是V2的开通时间，保持时间的计算公式为：

$t_h=T_{\mathrm{PWM}}*\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\α}}_h)/\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_h)---\left(19\right)$

保持电压矢量幅值为：

$\left|V_h\right|=\frac{\sqrt{3}}{3}{V}_{\mathrm{dc}}/\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_h)---\left(20\right)$

如图6所示，本发明的控制方法通过以下步骤来实现：计算期望输出电压矢量幅值(S601)，根据期望输出电压矢量幅值计算调制系数MI(S602)，根据调制系数划分调制区域(S603)，对不同调制区域采用不同的调制算法(S604、S605、S606)，最后计算出开通时间t₁、t₂和t₀。

如图7所示，本发明在过调制1区的控制方法通过以下步骤来实现：根据式(5)～(7)计算参考角度α_r(S701)，根据式(8)将期望输出电压矢量幅值修改为补偿电压矢量幅值(S702)，根据修改后的期望输出电压矢量来计算开通时间t₁和t₂(S703)，判断t₁、t₂之和是否大于开关周期时间T_PWM(S704)，如果t₁、t₂之和大于T_PWM，就对t₁、t₂进行等比例缩小(S705)，否则直接输出t₁、t₂(S706)。

如图8所示，本发明在过调制2区的控制方法通过以下步骤来实现：根据式(14)～(18)计算保持角度α_h(S801)，根据式(19)计算出对应的保持时间t_h、根据(20)将期望输出电压矢量幅值修正为保持电压矢量幅值(S802)，根据修改后的期望输出电压矢量计算开通时间t₁和t₂(S803)，判断t₁是否大于保持时间t_h(S804)，如果t₁大于t_h，修改开通时间为t₁＝1，t₂＝0，输出t₁和t₂(S805)，否则再判断t₂是否大于保持时间t_h(S806)，如果t₂大于t_h，修改开通时间为t₂＝1，t₁＝0，输出t₁和t₂(S807)，否则对t₁、t₂进行等比例缩小，输出t₁和t₂(S808)。

本发明提供的双模式控制方法相对于传统的双模式控制方法算法简单，在过调制2区无需对每个开关周期的输出电压矢量相角进行修改，很大程度上避免了繁杂的运算，易于工程实现；同时相对单模式控制方法，这种双模式控制方法的控制精度相对较高、输出电压连续性相对较好。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种双模式空间矢量脉宽调制SVPWM过调制方法，其特征在于，包括：

根据调制系数将调制区域划分为线性调制区、过调制1区和过调制2区，其中0＜MI＜0.9069为线性调制区，0.9069＜MI≤0.9517为过调制1区，0.9517＜MI≤1为过调制2区，MI为调制系数，V_ref是期望输出电压矢量，V_dc是直流母线电压；

在线性调制区采用SVPWM调制方法；

在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿；

在过调制2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变，通过跳变来跟随期望输出电压矢量的方式来控制实际输出电压矢量的轨迹；

其中，所述过调制1区的调制方法具体为：

计算参考角度α_r，根据α_r计算出补偿电压矢量幅值，并将期望输出电压矢量幅值修改为补偿电压矢量幅值；

根据修改后的期望输出电压矢量幅值来计算开通时间t₁和t₂，t₁和t₂分别为两个基本电压矢量的作用时间；

判断t₁、t₂之和是否大于开关周期时间T_PWM，如果t₁、t₂之和大于T_PWM，就对t₁、t₂进行等比例缩小；

否则直接输出t₁、t₂；

根据t₁和t₂进行PWM调制；

其中，所述参考角度α_r的计算方式为：

α_r＝-30.23*MI+27.94(0.9069＜MI≤0.9095)

α_r＝-8.58*MI+8.23(0.9095＜MI≤0.9485)

α_r＝-26.43*MI+25.15(0.9485＜MI≤0.9517)。

2.如权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述补偿电压矢量幅值的计算方式为：

$\left|V_{con}\right|=\frac{\sqrt{3}}{3}{V}_{dc}/cos(\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_r),$ 其中V_dc是直流母线电压。

3.如权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述过调制2区的调制方法具体为：

根据保持角度α_h对期望输出电压矢量幅值进行修正，并计算出对应的保持时间t_h；

根据修改后的期望输出电压矢量计算开通时间t₁和t₂，t₁和t₂分别为两个基本电压矢量的作用时间；

判断t₁是否大于保持时间t_h，如果t₁大于t_h，修改开通时间为t₁＝1，t₂＝0，输出t₁和t₂；

否则再判断t₂是否大于保持时间t_h，如果t₂大于t_h，修改开通时间为t₂＝1，t₁＝0，输出t₁和t₂；否则对t₁、t₂进行等比例缩小，输出t₁和t₂；

根据t₁和t₂进行PWM调制。

4.如权利要求3所述的调制方法，其特征在于，所述保持角度的计算方法为：

α_h＝33.198*MI-31.577(0.9517≤MI≤0.9529)，

α_h＝12.135*MI-11.507(0.9529≤MI≤0.9589)，

α_h＝7.572*MI-7.130(0.9589≤MI≤0.9911)，

α_h＝12.181*MI-11.700(0.9911≤MI≤0.9987)，

α_h＝37.557*MI-37.041(0.9987≤MI≤1.0000)。

5.如权利要求4所述的调制方法，其特征在于，所述保持时间的计算方式为：

$t_h=T_{PWM}*\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\α}}_h)/cos(\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\α}}_h)$

其中T_PWM是PWM开关周期时间。

6.如权利要求1或3所述的调制方法，其特征在于，所述t₁、t₂的计算方式为：

$t_1=\sqrt{3}{T}_{PWM}\frac{\left|v_{ref}\right|}{v_{dc}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})$

$t_2=\sqrt{3}{T}_{PWM}\frac{\left|v_{rer}\right|}{v_{dc}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right),$

其中T_PWM是PWM开关周期时间，V_ref是期望输出电压矢量，V_dc是直流母线电压，θ为输出电压矢量的相角。