CN103490616B - 电流模dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流模DC-DC转换器，主要解决现有转换器补偿电路难以集成的问题。其包括反馈模块(1)、补偿模块(2)和调制模块(3)；该反馈模块(1)用于设置转换器的输出电压，补偿模块(2)采用跨导放大器对小电容上的电流进行采样放大，以实现电容倍增，使得补偿电容值大大减小，同时补偿模块(2)对反馈电压V_FB与基准电压Ｖ_REF进行比较，得到误差信号V_COMP，调制模块(3)将误差信号V_COMP与固定的斜坡信号进行比较，得到对应占空比的驱动信号，实现对转换器输出电压的调节；本发明的补偿模块(2)能完全集成到转换芯片内部，精简了转换芯片引脚，减少了印刷电路板PCB面积，可用于各种小体积的便携式设备中。

Description

电流模DC-DC转换器

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种电流模DC-DC转换器。

背景技术

随着手机、掌上电脑PDA、数码相机和音乐播放器MP3等以电池供电的便携式设备中彩屏、游戏、内置CMOS镜头等各种功能的整合，电力需求和电池寿命也成为设计的必备要素。DC-DC转换器由于其效率高、功耗低及输出电压变换灵活，即降压、升压、负压变换灵活等优点，被广泛应用于上述便携式设备中。

脉冲宽度调制PWM式的DC-DC转换器主要有电压模式和电流模式这两种控制方案。其中，在电压模式控制中，转换器的占空比正比于实际输出电压与理想电压之间的误差值；在电流模式控制中，占空比正比于额定输出电压与变换器控制电流函数之间的误差值。不论是电压模PWM控制还是电流模PWM控制，要保证***的闭环稳定性就必须对***进行频率补偿。电压模PWM控制***包括LC滤波电路产生的双极点和一个由滤波电容的等效串联电阻ESR产生的零点，因此所采用的补偿网络要能够对其双极点和等效串联电阻ESR产生的零点进行频率补偿。而对于电流模PWM控制，由于其内部的电流环路包括电感在内，所以***补偿网络只要对由滤波电容产生的极点和其等效串联电阻ESR产生的零点进行补偿即可。

图2给出了电流模DC-DC转换器的***环路简图，该***包括三个模块：反馈模块、补偿模块和调制模块。反馈模块包括两个电阻，用于设置不同的输出电压；补偿模块包括误差放大器和外部补偿元件，用于提供足够的相位裕度实现***的稳定；调制模块包括PWM比较器、控制与驱动模块和输出滤波元件。上述***具有两个极点f_P1、f_P2和两个零点f_Z1、f_Z2，其表达式如下：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{O}C},$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{LOAD}}{C}_O}---1)$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\πRC}},$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{ESR}}{C}_O}---2)$

其中，R_O为误差放大器的等效输出电阻，R为补偿电阻，R_LOAD为负载，C_O为输出电容，R_ESR为输出电容C_O的等效串联电阻，C为补偿电容。

上述补偿方法采用的补偿电容C，其电容值通常以纳法为单位。考虑到成本、封装等因素，这种补偿结构是难以集成的，只能通过增加一个芯片引脚将这个大电容放在外部，如图1所示。这不仅降低了转换芯片的集成度，还增大了印刷电路板PCB的空间。

发明内容

本发明的目的在于针对现有的补偿电路难以集成的不足，提出一种电流模DC-DC转换器，以实现转换芯片的完全集成，减少PCB板面积，精简转换芯片引脚。

为实现上述目的，本发明包括反馈模块1、补偿模块2和调制模块3，该反馈模块1用于设置转换器输出电压V_OUT的大小，并输出反馈电压V_FB给补偿模块2；补偿模块2对反馈电压V_FB和基准电压V_REF进行差分放大，得到误差信号V_COMP；调制模块3将误差信号V_COMP与固定的斜坡信号进行比较，得到对应占空比的驱动信号，实现对转换器输出电压V_OUT的调节，其特征在于：

补偿模块2，包括误差放大器EA、补偿电阻R_C，补偿电容C_C和跨导放大器OTA；

该误差放大器EA，其正相输入端连接转换器内部产生的基准电压V_REF，其反相输入端连接反馈电压V_FB，其输出端输出误差信号V_COMP；

该补偿电阻R_C与补偿电容C_C串联，并跨接于误差放大器EA的输出端与地之间；

该跨导放大器OTA，其正相输入端a连接到补偿电阻R_C与补偿电容C_C的公共端；其负相输入端b与自身输出端O相连，并连接误差信号V_COMP，用于对流过补偿电容C_C的电流进行采样放大，以实现电容的倍增；

所述补偿模块2，完全集成在转换芯片内部，以减少印刷电路板PCB的面积，精简转换芯片引脚。

上述的一种电流模DC-DC转换器，其中补偿模块2中的误差放大器EA，包括9个低压NMOS管M₄₀₁～M₄₀₉，6个低压PMOS管M₄₁₀～M₄₁₅和2个电阻R₃～R₄；

所述低压NMOS管M₄₀₁，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB1，其栅极与自身漏极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₅的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₉，构成共源共栅电流镜结构，且低压NMOS管M₄₀₂的漏极作为共源共栅电流镜的输入端，连接转换器内部产生的偏置电流IB2；

所述低压PMOS管M₄₁₀和M₄₁₁构成差分对结构，低压PMOS管M₄₁₀的源极通过第三电阻R₃连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接基准电压V_REF，其漏极连接到低压PMOS管M₄₀₈的漏极；低压PMOS管M₄₁₁的源极通过第四电阻R₄连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接反馈电压V_FB，其漏极连接到低压PMOS管M₄₀₉的漏极；

所述低压PMOS管M₄₁₂和M₄₁₃，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₂的漏极与自身栅极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₃的漏极；

所述低压PMOS管M₄₁₄和M₄₁₅，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₄的漏极与自身栅极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₄的漏极，低压PMOS管M₄₁₅的漏极与低压NMOS管M₄₀₅的漏极相连作为误差放大器EA的输出端，输出误差信号V_COMP。

上述的一种电流模DC-DC转换器，其中补偿模块2中的跨导放大器OTA，包括9个低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₉和13个低压PMOS管M₅₁₀～M₅₂₂；

所述低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₃串联连接，其栅极连接到低压NMOS管M₅₀₄和M₅₀₉的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压NMOS管M₅₀₅和M₅₀₆，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₅的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₄的源极，低压NMOS管M₅₀₆的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₀的漏极；

所述低压NMOS管M₅₀₇和M₅₀₈，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₇的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₁的漏极，低压NMOS管M₅₀₈的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₉的源极；

所述低压PMOS管M₅₁₀和M₅₁₁构成差分对结构，其源极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₆的漏极，低压PMOS管M₅₁₀的栅极作为跨导放大器OTA的负相输入端b，低压PMOS管M₅₁₁的栅极作为跨导放大器OTA的正相输入端a；

所述低压PMOS管M₅₁₂，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB3，其栅极与自身漏极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₃～M₅₁₇的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压PMOS管M₅₁₈～M₅₂₀、M₅₁₃～M₅₁₄和M₅₁₆，构成共源共栅电流镜结构，且低压PMOS管M₅₁₃的漏极作为共源共栅电流镜的输入端，连接转换器内部产生的偏置电流IB4；低压PMOS管M₅₁₄的漏极作为共源共栅电流镜的第一输出端连接到低压NMOS管M₅₀₁的漏极；

所述低压PMOS管M₅₂₁～M₅₂₂、M₅₁₅和M₅₁₇，构成共源共栅电流镜结构，且低压PMOS管M₅₁₅的漏极作为共源共栅电流镜的输入端，并连接到低压NMOS管M₅₀₄的漏极；低压PMOS管M₅₁₇的漏极作为共源共栅电流镜的输出端连接到低压NMOS管M₅₀₉的漏极，该低压PMOS管M₅₁₇与低压NMOS管M₅₀₉的公共端作为跨导放大器OTA的输出端O。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1.本发明通过跨导放大器OTA对小电容上的电流进行采样放大，以实现电容倍增，大大降低了补偿电容值，实现了芯片的完全集成。

2.本发明由于将补偿电路完全集成到转换芯片内部，精简了转换芯片引脚，并且进一步减少了印刷电路板PCB面积。

附图说明

图1是传统电流模DC-DC转换器的典型应用电路图；

图2是图1所示电路的***环路等效图；

图3是本发明的***环路等效图；

图4是本发明补偿模块中的误差放大器EA电路原理图；

图5是本发明补偿模块中的跨导放大器OTA电路原理图；

图6是本发明与传统转换器的波特图。

具体实施方式

以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。

参照图3，本发明的电流模DC-DC转换器，包括反馈模块1、补偿模块2和调制模块3；

所述反馈模块1，用于设置转换器输出电压V_OUT的大小，它由2个反馈电阻串联构成，这2个反馈电阻的公共端输出反馈电压V_FB给补偿模块2。

所述补偿模块2，包括误差放大器EA、补偿电阻R_C，补偿电容C_C和跨导放大器OTA，该误差放大器EA，其正相输入端连接转换器内部产生的基准电压V_REF，其反相输入端连接反馈电压V_FB，其输出端输出比较信号V_COMP到调制模块3；该补偿电阻R_C，一端连接比较信号V_COMP，另一端通过补偿电容C_C连接到地；该跨导放大器OTA，其正相输入端a连接到补偿电阻R_C与补偿电容C_C的公共端，其反相输入端b与自身输出端O相连，并连接比较信号V_COMP，用于对流过补偿电容C_C的电流进行采样放大，以实现电容的倍增；整个补偿模块2，完全集成在转换芯片内部，以减少印刷电路板PCB的面积，精简转换芯片引脚。

所述调制模块3，将补偿模块2输入的误差信号V_COMP与固定的斜坡信号进行比较，得到对应占空比的驱动信号，实现对转换器输出电压V_OUT的调节；调制模块3包括调制器，输出电容C_O和负载R_LOAD；该调制器一端连接补偿模块2输入的误差信号V_COMP，另一端连接转换器的输出电压V_OUT，该调制器通常包括脉冲宽度调制PWM比较器、控制单元、驱动单元和输出滤波元件，其中PWM比较器、控制单元和驱动单元均可采用多种常规电路结构，输出电容C_O与负载R_LOAD并联后跨接于输出电压V_OUT与地之间。

参照图4，本发明补偿模块2中的误差放大器EA，包括9个低压NMOS管M₄₀₁～M₄₀₉，6个低压PMOS管M₄₁₀～M₄₁₅和两个电阻R₃～R₄；

所述低压NMOS管M₄₀₁，其源极接地，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB1，其栅极自身漏极相连并连接到低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₅的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₉，共同构成高摆幅共源共栅结构，以消除由沟道长度调制效应和漏极电压引起阈值偏离而产生的误差；低压NMOS管M₄₀₆～M₄₀₉的源极共同连接到地，其栅极相连并连接转换器内部产生的偏置电流IB2；低压NMOS管M₄₀₆的漏极连接到低压NMOS管M₄₀₂的源极，低压NMOS管M₄₀₇的漏极连接到低压NMOS管M₄₀₃的源极，低压NMOS管M₄₀₈的漏极连接到低压NMOS管M₄₀₄的源极，低压NMOS管M₄₀₉的漏极连接到低压NMOS管M₄₀₅的源极；低压NMOS管M₄₀₂的漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB2；

所述低压PMOS管M₄₁₀和M₄₁₁构成差分对结构，低压PMOS管M₄₁₀的源极通过第三电阻R₃连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接基准电压V_REF，其漏极连接到低压PMOS管M₄₀₈的漏极；低压PMOS管M₄₁₁的源极通过第四电阻R₄连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接反馈电压V_FB，其漏极连接到低压PMOS管M₄₀₉的漏极；该第三电阻R₃和第四电阻R₄用于增大误差放大器EA的跨导值；

所述低压PMOS管M₄₁₂和M₄₁₃，其源极连接转换器内部电源VDD，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₂的漏极与自身栅极相连作为有源电流镜的输入端，并连接到低压NMOS管M₄₀₃的漏极；

所述低压PMOS管M₄₁₄和M₄₁₅，其源极连接转换器内部电源VDD，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₄的漏极与自身栅极相连作为有源电流镜的输入端，并连接到低压NMOS管M₄₀₄的漏极，低压PMOS管M₄₁₅的漏极与低压NMOS管M₄₀₅的漏极相连作为误差放大器EA的输出端，输出比较信号V_COMP。

参照图5，本发明补偿模块2中的跨导放大器OTA，包括9个低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₉和13个低压PMOS管M₅₁₀～M₅₂₂；

所述低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₃串联连接，低压NMOS管M₅₀₃的源极接地，其漏极连接到低压NMOS管M₅₀₂的源极，低压NMOS管M₅₀₂漏极连接到低压NMOS管M₅₀₁的源极，低压NMOS管M₅₀₁的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₄的漏极；低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₃的栅极相连，并连接到低压NMOS管M₅₀₄和M₅₀₉的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压NMOS管M₅₀₅和M₅₀₆，其源极连接到地，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₆的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₀的漏极；低压NMOS管M₅₀₅的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₄的源极，

所述低压NMOS管M₅₀₇和M₅₀₈，其源极连接到地，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₇的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₁的漏极，低压NMOS管M₅₀₈的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₉的源极；

所述低压PMOS管M₅₁₀和M₅₁₁构成差分对结构，其源极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₆的漏极，低压PMOS管M₅₁₀的栅极作为跨导放大器OTA的负相输入端b，低压PMOS管M₅₁₁的栅极作为跨导放大器OTA的正相输入端a；

所述低压PMOS管M₅₁₂，其源极连接转换器内部电源VDD，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB3，其栅极自身漏极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₃～M₅₁₇的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压PMOS管M₅₁₈～M₅₂₀、M₅₁₃～M₅₁₄和M₅₁₆，构成共源共栅电流镜结构，其中，低压PMOS管M₅₁₈～M₅₂₀的源极共同连接转换器内部电源VDD，其栅极相连并连接转换器内部产生的偏置电流IB4；低压PMOS管M₅₁₈的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₃源极，低压PMOS管M₅₁₉的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₄源极，低压PMOS管M₅₂₀的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₆源极；

所述低压PMOS管M₅₂₁～M₅₂₂、M₅₁₅和M₅₁₇，构成共源共栅电流镜结构，其中，低压PMOS管M₅₂₁～M₅₂₂的源极共同连接转换器内部电源VDD，其栅极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₅的漏极，该低压PMOS管M₅₁₅的漏极还与低压NMOS管M₅₀₄的漏极相连；低压PMOS管M₅₂₁的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₅的源极，低压PMOS管M₅₂₂的漏极连接到低压PMOS管M₅₁₇的源极，该低压PMOS管M₅₁₇的漏极与低压NMOS管M₅₀₉的漏极相连，并作为跨导放大器OTA的输出端O。

本发明的工作原理结合图3描述如下：

本发明的反馈模块1、补偿模块2和调制模块3共同构成负反馈环路，以保证转换器的输出电压V_OUT恒定。该负反馈环路的输入电压为反馈模块1产生的反馈电压V_FB，负反馈环路的输出电压为转换器的输出电压V_OUT；因此本发明负反馈环路的输出电压与输入电压之比可表示为：

$H\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{FB}}}$

,其中s=jw3）

$=-g_{m1}{g}_{m2}{R}_O{R}_{\mathrm{LOAD}}\frac{R_2}{R_1+R_2}\frac{(1+s{R}_{\mathrm{ESR}}{C}_O)(1+s{R}_C{C}_C)}{(1+s{C}_O{R}_{\mathrm{LOAD}})(1+s{C}_C(R_C+R_O+g_{m3}{R}_O{R}_C))}$

公式3）中，g_m1为调制器的跨导值，g_m2为误差放大器EA的跨导值，R_O为误差放大器EA的等效输出电阻，R_LOAD为负载，R₁～R₂为反馈电阻，C_O为输出电容，g_m3为跨导放大器OTA的跨导值，R_ESR为输出电容C_O的等效串联电阻，j为虚数单位，w为角频率。

由公式3）知，本发明***具有两个极点f’_P1、f’_P2和两个零点f’_Z1、f’_Z2，其表达式如下：

$f_{P1}^{\′}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(R_C+R_O+g_m{R}_O{R}_C)C_C},$ $f_{P2}^{\′}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{LOAD}}{C}_O}---4)$

$f_{Z1}^{\′}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_C{C}_C},$ $f_{Z2}^{\′}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{ESR}}{C}_O}---5)$

由于R_O>>R_C，因此极点f’_P1可重新表示为：

$f_{P1}^{\′}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_O(1+g_{m\left(\mathrm{OTA}\right)}{R}_C)C_C}---6)$

若取补偿电阻R_C的值与传统转换器的补偿电阻R相等，通过合理设计跨导放大器OTA的跨导值g_m，可以得到f’_P1等于f_P1，对比公式1）、2）与公式4）、5），可以看出，本发明所采用的补偿电容C_C的值远远小于传统转换器，从而使得补偿模块2可完全集成在转换芯片内部，此外，本发明的零点f’_Z1大于传统转换器的零点f_Z，本发明的零点f’_Z2和极点f’_P2与传统转换器的零点f_Z2和极点f_P2相同。图6给出了本发明与传统转换器的波特图，可以看出本发明的截止频率f’_C小于传统转换器的截止频率f_C，因此本发明在保证补偿模块2完全集成的基础上，进一步增加了***的稳定性。

由以上对本发明负反馈环路的分析可知，当转换器的输出电压V_OUT增大时，反馈模块1输出的反馈电压V_FB增大，补偿模块2对反馈电压V_FB与基准电压V_REF进行比较，得到的误差信号V_COMP减小，调制模块3将误差信号V_COMP与固定的斜坡信号进行比较，控制转换器的输出电压V_OUT减小；当转换器的输出电压V_OUT减小时，反馈电压V_FB减小，则误差信号V_COMP增大，调制模块3控制输出电压V_OUT增大，从而保证输出电压V_OUT恒定。

以上仅是本发明的最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。

Claims (2)

1.一种电流模DC-DC转换器，包括反馈模块（1）、补偿模块（2）和调制模块（3），该反馈模块（1）用于设置转换器输出电压V_OUT的大小，并输出反馈电压V_FB给补偿模块（2）；补偿模块（2）对反馈电压V_FB和基准电压V_REF进行差分放大，得到误差信号V_COMP；调制模块（3）将误差信号V_COMP与固定的斜坡信号进行比较，得到对应占空比的驱动信号，实现对转换器输出电压V_OUT的调节，其特征在于：

补偿模块（2），包括误差放大器EA、补偿电阻R_C，补偿电容C_C和跨导放大器OTA；

该误差放大器EA，其正相输入端连接转换器内部产生的基准电压V_REF，其反相输入端连接反馈电压V_FB，其输出端输出误差信号V_COMP；

该补偿电阻R_C与补偿电容C_C串联，并跨接于误差放大器EA的输出端与地之间；

该跨导放大器OTA，其正相输入端a连接到补偿电阻R_C与补偿电容C_C的公共端；其负相输入端b与自身输出端O相连，并连接误差信号V_COMP，用于对流过补偿电容C_C的电流进行采样放大，以实现电容的倍增；

上述跨导放大器OTA，包括9个低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₉和13个低压PMOS管M₅₁₀～M₅₂₂；其中低压NMOS管M₅₀₁～M₅₀₃串联连接，其栅极均连接到低压NMOS管M₅₀₄和M₅₀₉的栅极，为其提供偏置电压；

低压NMOS管M₅₀₅和M₅₀₆，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₅的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₄的源极，低压NMOS管M₅₀₆的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₀的漏极；

低压NMOS管M₅₀₇和M₅₀₈，其栅极相连构成有源电流镜结构，且低压NMOS管M₅₀₇的漏极与自身栅极相连，并连接到低压PMOS管M₅₁₁的漏极，低压NMOS管M₅₀₈的漏极连接到低压NMOS管M₅₀₉的源极；

低压PMOS管M₅₁₀和M₅₁₁构成差分对结构，其源极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₆的漏极，低压PMOS管M₅₁₀的栅极作为跨导放大器OTA的负相输入端b，低压PMOS管M₅₁₁的栅极作为跨导放大器OTA的正相输入端a；

低压PMOS管M₅₁₂，其源极连接电源电压VDD，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB3，其栅极与自身漏极相连并连接到低压PMOS管M₅₁₃～M₅₁₇的栅极，为其提供偏置电压；

低压PMOS管M₅₁₈～M₅₂₀、M₅₁₃～M₅₁₄和M₅₁₆，构成第一共源共栅电流镜结构，且低压PMOS管M₅₁₃的漏极作为第一共源共栅电流镜的输入端，连接转换器内部产生的偏置电流IB4；低压PMOS管M₅₁₄的漏极作为第一共源共栅电流镜的第一输出端连接到低压NMOS管M₅₀₁的漏极；

低压PMOS管M₅₂₁～M₅₂₂、M₅₁₅和M₅₁₇，构成第二共源共栅电流镜结构，且低压PMOS管M₅₁₅的漏极作为第二共源共栅电流镜的输入端，并连接到低压NMOS管M₅₀₄的漏极；低压PMOS管M₅₁₇的漏极作为第二共源共栅电流镜的输出端连接到低压NMOS管M₅₀₉的漏极，该低压PMOS管M₅₁₇与低压NMOS管M₅₀₉的公共端作为跨导放大器OTA的输出端O；

所述补偿模块（2），完全集成在转换芯片内部，以减少印刷电路板PCB的面积，精简转换芯片引脚。

2.根据权利要求1所述的一种电流模DC-DC转换器，其特征在于补偿模块（2）中的误差放大器EA，包括9个低压NMOS管M₄₀₁～M₄₀₉，6个低压PMOS管M₄₁₀～M₄₁₅和2个电阻R₃～R₄；

所述低压NMOS管M₄₀₁，其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB1，其栅极与自身漏极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₅的栅极，为其提供偏置电压；

所述低压NMOS管M₄₀₂～M₄₀₉，构成共源共栅电流镜结构，且低压NMOS管M₄₀₂的漏极作为共源共栅电流镜的输入端，连接转换器内部产生的偏置电流IB2；

所述低压PMOS管M₄₁₀和M₄₁₁构成差分对结构，低压PMOS管M₄₁₀的源极通过第三电阻R₃连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接基准电压V_REF，其漏极连接到低压NMOS管M₄₀₈的漏极；低压PMOS管M₄₁₁的源极通过第四电阻R₄连接到低压PMOS管M₄₁₃的漏极，其栅极连接反馈电压V_FB，其漏极连接到低压NMOS管M₄₀₉的漏极；

所述低压PMOS管M₄₁₂和M₄₁₃，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₂的漏极与自身栅极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₃的漏极；

所述低压PMOS管M₄₁₄和M₄₁₅，其栅极相连构成有源电流镜，且低压PMOS管M₄₁₄的漏极与自身栅极相连，并连接到低压NMOS管M₄₀₄的漏极，低压PMOS管M₄₁₅的漏极与低压NMOS管M₄₀₅的漏极相连作为误差放大器EA的输出端，输出误差信号V_COMP。