CN103476176A - 背光源驱动电路和电视机 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种背光源驱动电路，包括：背光源供电电路，根据接收到的脉冲驱动信号，向背光源负载提供工作所需的电压；电流采样电路，用于对所述背光源负载的工作电流进行采样；开关电路，设置在所述背光源负载的负端线路上，用于控制所述背光源负载的负端线路的闭合或断开；恒流控制电路，连接至所述电流采样电路和所述开关电路，用于根据所述电流采样电路采集到的所述背光源负载的工作电流的强度，控制所述开关电路处于导通状态的占空比，以使所述背光源负载的平均工作电流的数值等于预设的电流阈值。本发明还提出了一种电视机。通过本发明的技术方案，能够实现对背光源负载的恒流控制。

Description

背光源驱动电路和电视机

技术领域

本发明涉及背光驱动技术领域，具体而言，涉及一种背光源驱动电路和一种电视机。

背景技术

为了简化电路结构，充分利用已有线路，相关技术中提出了通过LLC电路驱动背光源负载的同时，也用于驱动主板、伴音等外设。

如图1A所示，为相关技术中用于实现上述目的的一种电路结构，该电路包括：LLC电源变换器102、（BOOST）升压电路104A、背光源负载106、调光电路108等；如图1B所示，为相关技术中用于实现上述目的的另一种电路结构，该电路包括：LLC电源变换器102、（BUCK）降压电路104B、背光源负载106、调光电路108等。

由于LLC电源变换器102需要为主板、伴音等提供稳定的12V、18V等电压，使其在同时向背光源负载输出电压时，该电压很不稳定，无法保证对背光源负载的恒流驱动，必须经过如BOOST升压电路104A或BUCK降压电路104B的DC-DC变换，才能够用于对背光源负载的恒流驱动，使得整个电路更为负载，且制造成本高，不利于实际工业化生产。

因此，如何以更为简单的电路结构，实现对背光源负载的恒流驱动，成为目前亟待解决的技术问题。

发明内容

为了解决上述技术问题至少之一，本发明提供了一种背光源驱动技术，能够实现对背光源负载的恒流控制。

有鉴于此，本发明提供了一种背光源驱动电路，包括：背光源供电电路，连接至包括并联的第一LED串和第二LED串的背光源负载，根据接收到的第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，控制交替导通所述第一LED串和所述第二LED串，且所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号的占空比之差小于或等于预设差值；电流采样电路，用于对所述背光源负载的工作电流进行采样；开关电路，设置在所述背光源负载的负端线路上，用于控制所述背光源负载的负端线路的闭合或断开；恒流控制电路，连接至所述电流采样电路和所述开关电路，且所述恒流控制电路还接收分别对应于所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号的第一同频信号和第二同频信号，并分别在所述第一同频信号或所述第二同频信号处于高电平期间，根据所述电流采样电路采集到的所述背光源负载的工作电流的强度，控制所述开关电路处于导通状态的占空比，以分别使所述第一LED串和所述第二LED串的平均工作电流的数值等于预设的电流阈值。

在该技术方案中，通过使第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比之差小于或等于预设差值，使得向第一LED串和第二LED串相应输出的供电信号的电流尽可能地平衡。在理想状态下，占空比之差为零；而当占空比之差存在较小的差异（即小于或等于预设差值）时，则可以通过控制背光源负载的导通占空比，在一定程度上弥补两个脉冲驱动信号的占空比不同导致的问题，实现电流平衡。

通过对背光源负载的工作电流进行采样，并基于其工作电流的强度来控制开关电路的导通或关断，以控制开关电路处于导通状态的占空比，进而使得背光源负载的导通或关断可控。通过对背光源负载的导通占空比进行控制，使得背光源负载的平均工作电流可控，并被控制于始终等于预设的电流阈值，从而实现了对背光源负载的工作电流的恒流控制，还能够实现上述的对于两个LED串之间的电流平衡调整。当然，在实际应用过程中，背光源负载的平均工作电流可能等于预设的电流阈值，也可能存在微小的差异，比如略小于预设的电流阈值或略大于预设的电流阈值，但属于可接受的误差范围，仍能够确保两个LED串的电流平衡。

通过对背光源负载的工作电流的采样，以控制背光源负载的平均工作电流，从而无需采用复杂的升压电路或降低电路，而仅采用开关电路，即可实现对背光源负载的恒流控制，有助于简化电路结构，提升电路的可靠性。

通过引入第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号对应的同频信号，使得在第一LED串和第二LED串分别工作的时间段内，能够分别对两者进行占空比控制，以调节平均工作电流，实现恒流控制。比如当第一脉冲驱动信号为高电平时，假定第一LED串工作，则通过引入对应于第一脉冲驱动信号的第一同频信号，使得在该第一脉冲驱动信号为高电平期间，能够对第一LED串的工作电流进行控制。由于必须在第一同频信号或第二同频信号处于高电平的期间执行电流调节，因而当第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比之差过大时，仍以在第一脉冲驱动信号为高电平期间，对第一LED串的工作电流进行控制为例，可能使得第一LED串的平均电流尚未达到所需的电流数值之前，第一脉冲驱动信号已经由高电平转为低电平，从而导致无法实现对第一LED串的恒流控制，也无法实现两个LED串的电流均衡。

此外，根据采样得到的工作电流的强度（即电流数值的大小），实现对LED串的导通占空比的控制的方式有很多，比如直接基于实时的工作电流的强度进行控制，或基于对一段时间内的平均电流的计算来进行控制等。具体地，对于计算平均电流的方式，可以通过对工作电流与预设电流阈值之差进行积分后，结合第一同频信号或第二同频信号，生成用于控制开关电路的脉宽调制信号。

根据本发明的又一方面，还提出了一种电视机，包含上述技术方案中提出的背光源驱动电路。

通过上述技术方案，可以在简化电路结构，降低生产成本的同时，实现对背光源负载的恒流控制。

附图说明

图1A示出了相关技术中采用了升压电路的背光源驱动电路的示意图；

图1B示出了相关技术中采用了降压电路的背光源驱动电路的示意图；

图2A示出了根据本发明的一个实施例的背光源驱动电路的结构示意图；

图2B示出了根据本发明的一个实施例的可实现正负半周均恒流可控的背光源驱动电路的结构示意图；

图2C示出了根据本发明的另一个实施例的可实现正负半周均恒流可控的背光源驱动电路的结构示意图；

图2D示出了根据本发明的另一个实施例的背光源驱动电路的结构示意图；

图3A示出了根据本发明的一个实施例的背光源驱动电路的示意图；

图3B示出了根据本发明的另一个实施例的背光源驱动电路的示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

图2A示出了根据本发明的实施例的背光源驱动电路的结构示意图。

如图2A所示，根据本发明的实施例的背光源驱动电路，包括：

背光源供电电路202，在接收到的脉冲驱动信号的驱动下，将接收到的交流电源信号转换为背光源负载204工作所需的电压。其中，交流电源信号可以来自工频电源（图中未示出），经过整流滤波（图中未示出）、PFC（Power Factor Correct，功率因数校正）预调（图中未示出）后，输出至背光源供电电路202。

背光源负载204接收背光源供电电路202输出的电源信号，以用于加载该负载。具体地，背光源负载204包括LED灯条或灯串，比如在图2A中，背光源负载204包括并联的第一LED串204A和第二LED串204B。由于采用并联连接，因而输入背光源供电电路202的脉冲驱动信号包括第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，两者的相位相错（即第一脉冲驱动信号为高电平时，第二脉冲驱动信号为低电平；第一脉冲驱动信号为低电平时，第二脉冲驱动信号为高电平），以控制交替导通第一LED串204A和第二LED串204B。

电流采样电路206，用于对所述背光源负载204的工作电流进行采样。具体地，电流采样电路206的连接方式有很多种，比如可以连接在开关电路208与地之间，也可以连接在开关电路208与第一LED串204A和第二LED串204B的阴极之间，还可以分别连接在第一LED串204A和第二LED串204B的阳极侧等。

开关电路208，用于控制所述背光源负载204的负端线路的闭合或断开。具体地，开关电路208可以设置在电流采样电路206与背光源负载204之间，即如图2A所示情形；也可以将开关电路208设置在电流采样电路206与地之间，使电流采样电路206与背光源负载204直接相接，则开关电路208同样能够控制背光源负载204的负端线路的闭合或断开。

恒流控制电路210，连接至电流采样电路206和开关电路208。一方面，恒流控制电路210接收分别对应于第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的第一同频信号和第二同频信号；另一方面，分别在第一同频信号或第二同频信号处于高电平期间，根据所述电流采样电路206采集到的所述背光源负载204（在同一时间内，仅第一LED串204A或第二LED串204B导通并处于工作状态）的工作电流的强度，控制所述开关电路208处于导通状态的占空比，以使所述背光源负载204的平均工作电流的数值小于或等于预设的电流阈值。

一、背光源负载的恒流可控

在如图2A所示的电路结构中，本申请采用了对背光源负载204的工作电流进行采样，并基于其工作电流的强度来控制开关电路208的导通或关断，以控制开关电路208处于导通状态的占空比，进而使得背光源负载204的导通或关断可控。而通过对背光源负载204的导通占空比进行控制，使得背光源负载204的平均工作电流可控，并被控制于始终等于预设的电流阈值，从而实现了对背光源负载204的工作电流的恒流控制。当然，在实际应用过程中，背光源负载204的平均工作电流可能等于预设的电流阈值，也可能存在微小的差异，比如略小于预设的电流阈值或略大于预设的电流阈值，但属于可接受的误差范围，仍能够确保两个LED串的电流平衡。所以，上述电路结构能够通过对背光源负载204的工作电流的采样，以控制背光源负载204的平均工作电流，从而无需采用复杂的升压电路或降低电路，而仅采用开关电路208，即可实现对背光源负载204的恒流控制，有助于简化电路结构，提升电路的可靠性。

具体地，背光源负载204包括LED灯组，比如并联连接的第一LED串204A和第二LED串204B，每个LED串可以包含一个LED灯条或多个串接的LED灯条；对应的，背光源供电电路202接收到的脉冲驱动信号也可以包括第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，该第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号交替驱动背光源供电电路202，使得背光源供电电路202能够交替向第一LED串204A和第二LED串204B供电。

在控制过程中，第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比应当尽可能相等，从而使得向第一LED串和第二LED串相应输出的供电信号的电流尽可能地平衡；当占空比之差存在较小的差异（即小于或等于预设差值）时，则可以通过电流采样电路206、开关电路208和恒流控制电路210等控制第一LED串和第二LED串的导通占空比，在一定程度上弥补两个脉冲驱动信号的占空比不同导致的问题，实现电流平衡。

同时，描述上的“第一脉冲驱动信号”、“第一同频信号”、“第一LED串204A”，并不代表其相互之间的对应关系；除了文中明确为“对应于第一脉冲驱动信号的第一同频信号”，使得两者之间存在对应关系，其他情况下应当理解为仅为区分地位平等的多个相同事物，如“第一LED串204A”和“第二LED串204B”。因此，除非指定了电路的结构和连接关系，不能够认为如一定由第一脉冲驱动信号或第一同频信号来驱动第一LED串204A等。

假定当第一脉冲驱动信号为高电平时，处于整个供电周期的正半周期，第一LED串204A导通；当第二脉冲驱动信号为高电平时，处于整个供电周期的负半周期，第二LED串204B导通。因而当第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号交替输出高电平时，使得第一LED串204A和第二LED串204B交替导通。

虽然对于背光源负载204而言，整个供电周期是一个整体；但分别对于第一LED串204A和第二LED串204B而言，其中的正半周期和负半周期却是相对独立的。其中，当处于正半周期时，第一LED串204A导通，则电流采样电路206采集到的工作电流即第一LED串204A的第一工作电流；当处于负半周期时，第二LED串204B导通，则电流采样电路206采集到的工作电流即第二LED串204B的第二工作电流。

为了使得第一LED串204A和第二LED串204B都能够实现电流的恒流控制，可以由恒流控制电路210在正半周期和负半周期分别计算第一LED串204A和第二LED串204B的平均工作电流，即使用第一工作电流计算第一LED串204A在正半周期内的第一平均电流，使用第二工作电流计算第二LED串204B在负半周期内的第二平均电流，从而实现对背光源负载204的正负半周都可控。

具体地，对于计算平均电流的方式，可以通过对工作电流与预设电流阈值之差进行积分后，结合第一同频信号或第二同频信号，生成用于控制开关电路的脉宽调制信号。当然，也可以不采用计算平均工作电流的方式，而是直接基于实时的工作电流的强度进行控制，虽然精度相对较低，但控制方式和算法则更为简单。

为了实现对背光源负载204的正负半周都可控，需要对第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号进行监听，具体可以采用多种方式，比如：

方式一

如图2B所示，恒流控制电路210直接在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的驱动下，实现对第一LED串204A和第二LED串204B在正负半周的恒流控制。具体地，可以将第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号分别接入光耦隔离电路212，再由光耦隔离电路212在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的交替驱动下，向恒流控制电路210输出对应的第一同频信号和第二同频信号。

方式二

如图2C所示，恒流控制电路210不直接监听第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，而是获取对应于脉冲驱动信号的同频信号。具体地，由于背光源供电电路202在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的驱动下工作，因而可以由背光源供电电路202输出对应于第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的第一同频信号和第二同频信号，并由该第一同频信号和第二同频信号实现对恒流控制电路210的交替驱动。

通过上述方式，则恒流控制电路210在对应于第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的第一同频信号和第二同频信号的驱动下，交替计算第一LED串204A和第二LED串204B的第一平均工作电流和第二平均工作电流，从而生成相应的用于控制开关电路208的脉宽调制信号，使得第一LED串204A或第二LED串204B处于导通状态的占空比可控，分别实现了对第一LED串204A和第二LED串204B的恒流控制。

此外，由于上述技术方案可知，由于引入了第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号对应的同频信号，使得必须在第一同频信号或第二同频信号处于高电平的期间执行电流调节，因而当第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比之差过大时，以在第一脉冲驱动信号为高电平期间，对第一LED串204A的工作电流进行控制为例，可能使得第一LED串204A的平均电流尚未达到所需的电流数值之前，第一脉冲驱动信号已经由高电平转为低电平，从而导致无法实现对第一LED串204A的恒流控制，也无法实现两个LED串的电流均衡。所以，第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比应当尽可能相等，或至少应当小于或等于预设差值，否则将无法通过其他方式来弥补，导致两个LED串的电流无法实现均衡。

在基于图2A-2C所示的实施例的基础上，为了进一步实现对第一LED串204A和第二LED串204B的电流平衡、以及通过开关电路208分别实现对第一LED串204A和第二LED串204B的恒流控制，本发明还给出了图2D所示的另一个实施例。

如图2D所示，还可以在背光源供电电路202和背光源负载204之间添加平衡电容216，利用其充放电的特性，对第一LED串204A和第二LED串204B上的工作电流进行均衡。

为了使得平衡电容216能够正常工作，该技术方案还包括能量传输电路（图中未标示），该能量传输电路具体可以包括：

第一供电支路212A，一端连接至所述背光源供电电路202的第一输出端，另一端连接至所述第一LED串204A或所述第二LED串204B中的任一个，比如此处以连接至第一LED串204A为例，并向第一LED串204A输出第一供电信号。

第一均流回路214A，一端连接至所述第一供电支路212A，另一端连接至所述背光源供电电路202的第二输出端。

第二供电支路212B，一端连接至所述背光源供电电路202的第二输出端口，另一端连接至所述第一LED串204A或所述第二LED串204B中的另一个，比如此处以连接至第二LED串204B为例，并向第二LED串204B输出第二供电信号。

第二均流回路214B，一端连接至所述第二供电支路212B，另一端连接至所述背光源供电电路202的第一输出端口。

通过上述电路，一方面完成了背光源供电电路202向背光源负载204的供电信号的传输，另一方面实现了对平衡电容216的支持，使得：在第一LED串204A或第二LED串204B中的任一个导通时，平衡电容216实现充电过程；当另一个LED串导通时，平衡电容216实现放电过程。由于充放电量相等，从而实现了对第一LED串204A和第二LED串204B的电流平衡。

更为具体地，平衡电容216的具体结构可以包括：

1）如图2D所示，平衡电容216的正极连接至背光源供电电路202的第一输出端、负极连接至第一供电支路212A时，若背光源供电电路202输出第一供电信号，则平衡电容216充电，若背光源供电电路202输出第二供电信号，则平衡电容216放电；2）平衡电容216的负极连接至背光源供电电路202的第一输出端、正极连接至第一供电支路212A时（图中未示出），若背光源供电电路202输出第二供电信号，则平衡电容216充电，若背光源供电电路202输出第一供电信号，则平衡电容216放电；3）平衡电容216的正极连接至背光源供电电路202的第二输出端、负极连接至第二供电支路212B时（图中未示出），若背光源供电电路202输出第二供电信号，则平衡电容216充电，若背光源供电电路202输出第一供电信号，则平衡电容216放电；4）平衡电容216的负极连接至背光源供电电路202的第二输出端、正极连接至第二供电支路212B时（图中未示出），若背光源供电电路202输出第一供电信号，则平衡电容216充电，若背光源供电电路202输出第二供电信号，则平衡电容216放电。

上述供电支路和均流回路的具体构成可以包括：

所述第一供电支路212A可以由第一二极管（图中未示出）构成，所述第一二极管的正极与所述背光源供电电路202的第一输出端相连、负极与所述第一LED串204A或所述第二LED串204B中的任一个相连。

所述第一均流回路214A可以由第二二极管（图中未示出）构成，所述第二二极管的正极与所述第一二极管的负极相连、负极与所述背光源供电电路202的第二输出端相连。

所述第二供电支路212B可以由第三二极管（图中未示出）构成，所述第三二极管的正极与所述背光源供电电路202的第二输出端相连、负极与所述第一LED串204A或所述第二LED串204B中的另一个相连。

所述第二均流回路214B可以由第四二极管（图中未示出）构成，所述第四二极管的正极与所述第三二极管的负极相连、负极与所述背光源供电电路202的第一输出端相连。

通过上述的四个二极管，使得一方面能够确保平衡电容216的充放电过程的正常执行，另一方面能够实现对背光源供电电路202向背光源负载204输出的供电信号进行整流，有助于提高***的运行稳定性。

对于如图2A-2C所示的实施例中，通过对背光源负载204的工作电流进行采样，并且引入第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的同频信号，使得在正负半周能够分别对第一LED串204A和第二LED串204B进行恒流控制。但由于未通过如图2D所示的平衡电容216等实现电流的平衡调节，使得需要由开关电路208、恒流控制电路210等，分别通过对第一LED串204A和第二LED串204B的平均电流进行控制，从而改善两者的电流平衡问题，可能导致对第一LED串204A和第二LED串204B的导通占空比的调节幅度较大。

而对于如图2D所示的实施例中，一方面，通过添加平衡电容216等器件或电路，对第一LED串204A和第二LED串204B进行电流平衡；另一方面，通过开关电路208、恒流控制电路210等，实现在正负半周能够分别对第一LED串204A和第二LED串204B进行恒流控制。由于事先通过平衡电容216对第一LED串204A和第二LED串204B的电流平衡情况进行了调节，使得对于开关电路208、恒流控制电路210等而言，几乎只需要考虑第一LED串204A和第二LED串204B各自的恒流控制即可，因而对其占空比的调节幅度相对更小，使得整个***不容易由于过大的调节而导致发生如***振荡等问题，有利于实现更好的***稳定性。

二、多个外设的同时驱动

由于采用了如图2A-2D所示的电路结构，使得该背光源驱动电路能够通过对背光源负载204的工作电流的检测，实现对背光源负载204的恒流控制，因而本领域技术人员能够理解的是：背光源供电电路202还可以同时为主板、伴音等外设提供12V、18V等规格的电源（图中未示出），以简单的电路结构，实现了对多个设备的同时驱动，且均能够得到很好的实施效果。

三、调光控制

在如图2A-2D所示的技术方案中，通过开关电路208实现对背光源负载204所处电路的闭合或断开控制。同样地，对于液晶显示屏、液晶电视机等需要使用背光源的设备，也可以通过开关电路208来实现对背光源负载204的调光控制。

具体地，可以通过向恒流控制电路210输入调光PWM信号（图中未示出），并由恒流控制电路210在高电平时控制开关电路208导通、在低电平时控制开关电路208关断。当然，也可以采用其他的控制电路，比如调光控制电路（图中未示出），直接对开关电路208进行控制。

因此，本申请实际上是在一个较长的调光控制周期内，实现一个较短的背光源负载204的恒流控制周期，并且应当是在调光PWM信号为高电平时，实现对背光源负载204的恒流控制，在调光PWM信号为低电平时，直接控制背光源负载204断开；即调光控制的优先级高于恒流控制的优先级。

下面结合图3A和3B，对基于本发明的背光源驱动电路的具体结构和工作原理进行详细说明，其中，图3示出了根据本发明的实施例的背光源驱动电路的示意图。

一、LLC电路结构

如图3A和3B所示，在根据本发明的实施例的背光源驱动电路中，半桥驱动电路302A、谐振选波电路302B构成了相当于图2A-2D所示的背光源供电电路202；背光源负载304相当于图2A-2C所示的背光源负载204或第一LED串204A和第二LED串204B；电流采样电路306相当于图2A-2C所示的电流采样电路206；开关电路相当于图2A-2C所示的开关电路208；恒流控制电路310相当于图2A-2C所示的恒流控制电路210。

半桥驱动电路302A主要包括：第一开关管V864和第二开关管V865，其中，第一开关管V864的漏极连接至外部交流电源、源极连接至第二开关管V865的漏极和谐振选波电路302B的第一输入端、栅极连接至由Dri-H端口输入的第一脉冲驱动信号，第二开关管V865的漏极连接至第一开关管V864的源极、源极连接至谐振选波电路302B的第二输入端和地、栅极连接至由Dri-L端口输入的第二脉冲驱动信号。

谐振选波电路302B包括：变压器T905（具体为变压器T905的初级线圈和漏感）和谐振电容C919；其中，谐振选波电路302B的第一输入端即变压器T905的初级线圈的第一接入端，谐振选波电路302B的第二输入端即变压器T905的初级线圈的第二接入端，且谐振电容C919可以如图3A和3B所示地连接在该第二接入端和地之间，也可以连接在如第一开关管V864的源极、第二开关865的漏极与变压器T905的初级线圈的第一接入端之间。

由半桥驱动电路302A和谐振选波电路302共同构成了本申请的背光源驱动电路中的LLC电路，或LLC电源变换器。LLC电路是一种新型的高效率半桥变换器方案，其占空比不变（接近50%，且留有死区时间），可以通过调节工作频率改变环路的增益达到稳压或恒流的目的。LLC电路能够在负载范围内实现ZVS（Zero VoltageSwitch，零电压开关）的高效开关方式。由于LLC电路是双端励磁的半桥结构，必须要保证正负半周的波形对称，以达到磁平衡的要求，所以在Dri-H端口和Dri-L端口输入的第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的正负半周的波形是对称的，占空比为“互补”的50%（接近50%；两个信号的占空比应当尽可能地相当，也可以不完全相等，但两个信号的占空比之差不能过大，比如应当小于或等于预设差值）。

其中，第一开关管V864和第二开关管V865在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的驱动下交替导通，占空比接近50%；而变压器T905的电感、漏感和谐振电容C919参与谐振，共同选出半桥驱动电路302A产生的方波中的正弦基波，并通过变压器T905耦合到次级线圈；二极管VD939和二极管VD940交替导通把12V绕组的正负半周电流波形整流输出，为外设（如主板）提供12V电压；同时，变压器T905还产生用于背光源负载304的12V的供电电压。

背光源负载304可以包括图3所示的第一LED串即LED906，以及第二LED串即LED907；在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的交替驱动作用下，使得LED906和LED907交替导通。

二、背光源负载的恒流可控

当使用上述LLC电路输出主板所需12V电压、伴音所需18V等，同时驱动背光源负载304时：由于仅对如输出主板的12V电压等进行控制，而使得输出至背光源负载304的电压不受控，所以导致LED906和LED907的电压会产生波动，若直接驱动背光源负载304，则LED906和LED907的电流不受控，不能实现恒流控制。

因而，本申请为了实现对背光源负载304的恒流控制，提出了：通过电流采样电路306对背光源负载304的工作电流的采样，恒流控制电路310计算背光源负载304的平均工作电流，并通过控制开关电路308处于导通状态的占空比，实现对背光源负载304的恒流控制，使其平均工作电流保持为预设电流。

其中，图3所示的电流采样电路306包括采样电阻R921、开关电路308包括第三开关管V905、恒流控制电路310包括控制芯片N907。

上述背光源驱动电路的工作过程如下：

当Dri-H端口输入的第一脉冲驱动信号为高电平、Dri-L端口输入的第二脉冲驱动信号为低电平时，假定变压器T905的上述一端口输出高电平、另一端口输出低电平，则电流流向为：变压器T905的上述一端口-第一二极管VD935-LED906-第三开关管V905-采样电阻R921，以及第一二极管VD935-第二平衡电容C907-第四二极管VD938-第一平衡电容C920-变压器T905的上述另一端口。

当Dri-L端口输入的第二脉冲驱动信号为高电平、Dri-H端口输入的第一脉冲驱动信号为低电平时，假定变压器T905的上述一端口输出低电平、另一端口输出高电平，则电流流向为：变压器T905的上述另一端口-第一平衡电容C920-第三二极管VD937-LED907-第三开关管V905-采样电阻R921，以及第三二极管VD937-第三平衡电容C908-第二二极管VD936-变压器T905的上述一端口。

由于在正负半周时，仅LED906或LED907导通，比如以Dri-H输入的第一脉冲驱动信号为高电平时为正半周期、Dri-L输入的第二脉冲驱动信号为高电平时为负半周期，则当正半周期时，采样电阻R921采集到的是LED906的工作电流，恒流控制芯片N907实现的是对LED906的恒流控制；当负半周期时，采样电阻R921采集到的是LED907的工作电流，恒流控制芯片N907实现的是对LED907的恒流控制。

那么，为了实现正负半周都可控，需要由恒流控制电路310，即由恒流控制芯片N907对第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号进行监听，具体地，比如：

一种方式下，将Dri-H端口和Dri-L端口耦合至恒流控制芯片N907的输入端，比如将第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号输入光耦合器，并将对应耦合得到的第一同频信号和第二同频信号输入恒流控制芯片N907，从而实现对第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的监听（图中未示出）。

另一种方式下，如图3A和3B所示，由变压器T905根据第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，分别在次级线圈的如D1和D2端口输出对应的同频信号，并输入至恒流控制芯片N907的输入端。

由于在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的驱动下，实现对背光源负载304的恒流控制，使得能够实现在正负半周分别对LED906和LED907进行恒流控制，确保在正负半周内流经变压器T905的电流相同，保证了变压器T905的磁通复位。

三、电流、电压平衡控制

为了使得变压器T905在第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的驱动下，能够使变压器T905磁通复位，避免发生偏磁，需要确保在正负半周的电流平衡。为了实现电流平衡，可以采用下述方式：

（1）在如图3A和3B所示的实施例中，通过对第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比进行控制，以确保电流平衡。

具体地，应当尽可能地使得两个驱动信号的占空比相等，从而使得向LED906和LED907相应输出的供电信号的电流尽可能地平衡；当占空比之差存在较小的差异（即小于或等于预设差值）时，则可以通过下述方式（2）和/或（3），在一定程度上弥补两个脉冲驱动信号的占空比不同导致的问题，实现电流平衡。

（2）在如图3A和3B所示的实施例中，还可以通过对LED906和LED907的导通占空比的控制，实现电流平衡控制。

具体地，在通过采样电阻R921对LED906或LED907的工作电流进行采样后，由恒流控制芯片N907在对应于第一脉冲驱动信号或第二脉冲驱动信号的高电平期间，计算并输出相应的脉宽调制信号，使得对第三开关管V905的导通占空比进行控制。通过分别对LED906和LED907的实际工作电流进行控制，既能够对单个的LED906和LED907的恒流控制，又能够对两者的电流平衡进行控制。

（3）如图3B所示，在针对LED906和LED907的导通占空比进行控制的基础上，还可以通过其他方式实现电流平衡。

具体地，由第一二极管VD935、第二二极管VD936、第三二极管VD937和第四二极管VD938构成所需电路，并由平衡电容C920具体实现电流平衡。其中：

第一二极管VD935，所述第一二极管VD935的正极与所述变压器T905的次级线圈的一输出端相连、负极与LED906的输入端相连；第二二极管VD936，所述第二二极管VD936的正极与第三二极管VD937的负极相连、负极与所述第一二极管VD935的正极相连；第三二极管VD937，所述第三二极管VD937的正极与所述变压器T905的次级线圈的另一输出端相连、负极与LED907的输入端相连；第四二极管VD938，所述第四二极管VD938的正极与第一二极管VD935的负极相连、负极与所述第三二极管VD937的正极相连。

平衡电容C920，所述平衡电容C920的正极与所述相连、负极与第一二极管VD935的正极相连（图中未示出），或所述平衡电容C920的正极与所述变压器T905的次级线圈的所述另一输出端相连、负极与第四二极管VD938的负极相连（如图3所示）。

平衡电容C920的连接方式有很多，比如：1）如图3B所示，平衡电容C920的正极连接至变压器T905的次级线圈的上述另一输出端、负极连接至第三二极管VD937的正极和第四二极管VD938的负极时，若LED907导通，则平衡电容C920充电，若LED906导通，则平衡电容C920放电；2）平衡电容C920的负极连接至变压器T905的次级线圈的上述另一输出端、正极连接至第三二极管VD937的正极和第四二极管VD938的负极时（图中未示出），若LED906导通，则平衡电容C920充电，若LED907导通，则平衡电容C920放电；3）平衡电容C920的正极连接至变压器T905的次级线圈的上述一输出端、负极连接至第一二极管VD935的正极和第二二极管VD936的负极时（图中未示出），若LED906导通，则平衡电容C920充电，若LED907导通，则平衡电容C920放电；4）平衡电容C920的负极连接至变压器T905的次级线圈的上述一输出端、正极连接至第一二极管VD935的正极和第二二极管VD936的负极时（图中未示出），若LED907导通，则平衡电容C920充电，若LED906导通，则平衡电容C920放电。

上述电路中还可以包括滤波电路，具体包括第一电容C907和第二电容C908，其中，第一电容C907连接在第一二极管VD935的负极和地之间，第二电容C908连接在第三二极管VD937的负极和地之间。

具体地，下面以如图3B所示的情况为例，对情况（3）中的电流平衡原理进行详细说明：

当第一脉冲驱动信号为高电平、第二脉冲驱动信号为低电平时，第一开关管V864导通、第二开关管V865截止，变压器T905的次级线圈侧的上述一侧为正、另一侧为负（上正下负），假定其电压为V1、电流为I1；第一二极管VD935等器件导通，且第一电容C907充电、上正下负，平衡电容C920充电、左负右正，假定通电时间为T1。

当第一脉冲驱动信号为低电平、第二脉冲驱动信号为高电平时，第一开关管V864截止、第二开关管V865导通，变压器T905的次级线圈侧的上述一侧为负、另一侧为正（上负下正），假定其电压为V2、电流为I2；第三二极管VD937等器件导通，且第二电容C908充电、上正下负，平衡电容C920放电，假定通电时间为T2。

假定上述LLC电路的工作周期为T，则LED906的电流为

LED907的电流为 $I907=\frac{{\∫}_0^{T2}I2\mathrm{dt}}{T}.$

由于平衡电容C920的充放电的电量平衡，因而I906=I907；而当第一二极管VD935导通时，V1-V_C920=V_C907，当第三二极管VD937导通时，V2+V_C920=V_C908；并且由于半桥驱动电路302A中的第一开关管V864和第二开关管V865导通的占空比均为50%，使得V1=V2，所以：因此，当LED906和LED907的工作电压存在差异时，平衡电容C920既能够自动调节其自身的直流偏压，又可以使得变压器T905的次级线圈侧的伏秒值平衡。而第一平衡电容C920的充放电的电量相等，因而同时还能够使LED906和LED907的电流平衡。

综上，在如图3A所示的实施例中，仅采用了上述的方式（1）和方式（2），使得在输入LED906或LED907的电压不稳定、和/或第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号的占空比差异略大时，可能导致LED906和LED907的电流差异较大；若仅通过第三开关管V905的占空比控制，使得在LED906和LED907分别对应的正负半周进行调节时，既需要考虑到两者的电流平衡，又需要考虑LED906或LED907各自的恒流控制，可能导致两者进行调节的占空比数值相差较大，比如对应于LED906的占空比为20%，而对应于LED907的占空比为60%，使调节过程更加困难。

而在如图3B所示的实施例中，由于同时采用了上述的方式（1）、方式（2）和方式（3），首先通过平衡电容C920对流入LED906和LED907的电流尽可能地平衡，然后再对第三开关管V905的占空比进行控制时，则实际上仅需要考虑LED906或LED907的恒流问题，使得两者分别对应的占空比很相近，比如40%和41%，避免过大幅度的调整，使得调节过程更容易实现，***更稳定、不易发生振荡。

四、调光控制

在图3A和3B所示的电路结构中，基于使用该背光源驱动电路的液晶显示屏或液晶电视的需求，需要对背光源负载304中的LED灯条进行调光控制。

具体地，可以通过向恒流控制电路310输入调光PWM信号（图中未示出），并由恒流控制电路310在高电平时控制开关电路308导通、在低电平时控制开关电路308关断。当然，也可以采用其他的控制电路，比如调光控制电路（图中未示出），直接对开关电路308进行控制。

因此，本申请实际上是在一个较长的调光控制周期内，实现一个较短的背光源负载304的恒流控制周期，并且应当是在调光PWM信号为高电平时，实现对背光源负载304的恒流控制，在调光PWM信号为低电平时，直接控制背光源负载304断开；即调光控制的优先级高于恒流控制的优先级。

由于都是通过对开关电路308，如第三开关管V905的导通占空比进行控制，以实现对LED906和LED907的调光控制，因此，基于本发明的技术方案，仅需要设置一个开关电路308，就能够同时实现对背光源负载304的恒流控制和调光控制，极大地简化了电路结构，有助于提升电路可靠性，并且降低生产成本。

此外，本申请还提出了一种包含上述任一技术方案的电视机。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种背光源驱动电路，其特征在于，包括：

背光源供电电路，连接至包括并联的第一LED串和第二LED串的背光源负载，根据接收到的第一脉冲驱动信号和第二脉冲驱动信号，控制交替导通所述第一LED串和所述第二LED串，且所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号的占空比之差小于或等于预设差值；

电流采样电路，用于对所述背光源负载的工作电流进行采样；

开关电路，设置在所述背光源负载的负端线路上，用于控制所述背光源负载的负端线路的闭合或断开；

恒流控制电路，连接至所述电流采样电路和所述开关电路，且所述恒流控制电路还接收分别对应于所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号的第一同频信号和第二同频信号，并分别在所述第一同频信号或所述第二同频信号处于高电平期间，根据所述电流采样电路采集到的所述背光源负载的工作电流的强度，控制所述开关电路处于导通状态的占空比，以分别使所述第一LED串和所述第二LED串的平均工作电流的数值等于预设的电流阈值。

2.根据权利要求1所述的背光源驱动电路，其特征在于，还包括能量传输电路和平衡电容，所述能量传输电路包括：

第一供电支路，一端连接至所述背光源供电电路的第一输出端，另一端连接至所述第一LED串或所述第二LED串中的任一个，用于向相连的LED串输出第一供电信号；

第一均流回路，一端连接至所述第一供电支路，另一端连接至所述背光源供电电路的第二输出端；

第二供电支路，一端连接至所述背光源供电电路的第二输出端口，另一端连接至所述第一LED串或所述第二LED串中的另一个，用于向相连的LED串输出第二供电信号；

第二均流回路，一端连接至所述第二供电支路，另一端连接至所述背光源供电电路的第一输出端口；

其中，所述平衡电容设置在所述背光源供电电路的第一输出端与所述第一供电支路、所述第二均流回路之间，或设置在所述背光源供电电路的第二输出端与所述第二供电支路、所述第一均流回路之间，用于在所述背光源供电电路输出所述第一供电信号或所述第二供电信号时充电，以及在所述背光源供电电路输出所述第二供电信号或所述第一供电信号时放电。

3.根据权利要求2所述的背光源驱动电路，其特征在于，

所述第一供电支路由第一二极管构成，所述第一二极管的正极与所述背光源供电电路的第一输出端相连、负极与所述第一LED串或所述第二LED串中的任一个相连；

所述第一均流回路由第二二极管构成，所述第二二极管的正极与所述第一二极管的负极相连、负极与所述背光源供电电路的第二输出端相连；

所述第二供电支路由第三二极管构成，所述第三二极管的正极与所述背光源供电电路的第二输出端相连、负极与所述第一LED串或所述第二LED串中的另一个相连；

所述第二均流回路由第四二极管构成，所述第四二极管的正极与所述第三二极管的负极相连、负极与所述背光源供电电路的第一输出端相连。

4.根据权利要求3所述的背光源驱动电路，其特征在于，还包括滤波电路，所述滤波电路包括：

第一电容，所述第一电容的正极连接至所述第一二极管的负极、负极接地；

第二电容，所述第二电容的正极连接至所述第三二极管的负极、负极接地。

5.根据权利要求1所述的背光源驱动电路，其特征在于，所述背光源供电电路包括LLC电源变换器，所述LLC电源变换器包括：

半桥驱动电路，所述半桥驱动电路中的第一开关管的漏极连接至外部交流电、源极连接至变压器的初级线圈的第一接入端、栅极接入所述第一脉冲驱动信号，所述半桥驱动电路的第二开关管的漏极连接至所述变压器的初级线圈的第一接入端、源极连接至所述变压器的初级线圈的第二接入端和地、栅极接入所述第二脉冲驱动信号，其中，所述第一开关管和所述第二开关管在所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号的驱动下交替导通，将所述外部交流电转换为方波信号进行输出；

谐振选波电路，包括所述变压器的初级线圈、所述变压器的漏感和谐振电容，用于选择出由所述半桥驱动电路产生的方波信号中的正弦基波，并耦合至所述变压器的次级线圈，且所述变压器的次级线圈的第一输出端即所述背光源供电电路的第一输出端、所述变压器的次级线圈的第二输出端即所述背光源供电电路的第二输出端，其中，所述谐振电容设置在所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极与所述变压器的初级线圈的第一接入端之间，或设置在所述变压器的初级线圈的第二接入端和地之间。

6.根据权利要求5所述的背光源驱动电路，其特征在于，所述恒流控制电路连接至所述变压器的次级线圈的第三输出端和第四输出端，以分别获取所述第一同频信号和所述第二同频信号。

7.根据权利要求1所述的背光源驱动电路，其特征在于，所述恒流控制电路连接至光耦合器，并接收所述光耦合器根据所述第一脉冲驱动信号和所述第二脉冲驱动信号，耦合得到的所述第一同频信号和所述第二同频信号。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的背光源驱动电路，其特征在于，所述背光源供电电路还用于：

根据接收到的脉冲驱动信号，向所述背光源驱动电路所属设备中除所述背光源负载之外的其他部件提供工作所需的电压。

9.根据权利要求1至7中任一项所述的背光源驱动电路，其特征在于，还包括：

调光电路，连接至所述开关电路，用于根据接收到的脉宽调制信号，控制所述开关电路处于导通状态的占空比；

其中，所述恒流控制电路在所述调光电路控制所述开关电路处于导通状态时，执行对所述背光源负载的恒流控制。

10.一种电视机，其特征在于，包括如权利要求1-9中任一项所述的背光源驱动电路。

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