CN103457506B - 一种宽输入单级双向升降压逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥、耦合电感、开关单元、输出滤波单元；所述逆变桥包括第一桥臂、第二桥臂；所述开关单元包括第一开关单元、第二开关单元；所述第一开关单元、第二开关单元分别包括第一端、第二端；所述输出滤波单元包括滤波电容；所述耦合电感包括第一绕组、第二绕组，通过设置第二绕组与第一绕组的匝比确定输出电压增益。在相同电压增益的情况下，本发明开关管的占空比相对单个电感电路的占空比要小，即两个电路在相同的占空比的情况下，本发明电路的电压增益更高。有效避免二极管反向恢复带来的问题，减小了开关损耗，延长了开关管的使用寿命。

Description

一种宽输入单级双向升降压逆变器

技术领域

本发明涉及一种宽输入单级双向升降压逆变器，属于电力电子变换器的技术领域。

背景技术

逆变器广泛应用于电机驱动，不间断供电电源，感应加热，静态无功发生器和补偿器以及有源滤波等场合。传统的逆变器电路拓扑包括电压源逆变器和电流源逆变器两类。

电压源逆变器的输出交流电压低于直流母线电压，因此电压源逆变器本质上是一个降压型逆变器，为了实现升压变换的功能，需要额外增加一级升压变换电路，导致变换器整体结构复杂。

电流源逆变器本质上是一个升压型逆变器，为了实现降压变换的功能，需要额外增加一级降压变换电路，导致变换器整体结构复杂；电流源逆变器只能实现单向功率传输，能量不能双向流动。

为了解决电压源逆变器和电流源逆变器存在的上述问题，学者提出了Z源逆变器的概念，通过引入一个Z源网络将逆变器主电路与电源耦合起来。与电压源和电流源逆变器相比，Z源逆变器能够提供升降压变换的功能，但同样不能实现能量的双向传输，同时引入了额外的由电感，电容组成的无源元件，增加了***的体积，重量和实现成本，同时控制复杂。国内外又在此基础上陆续提出了一些改型的Z源逆变器电路，其本质都是通过引入无源元件来实现升压，都存在上述问题。

中国国家知识产权局，申请号为：201310020215.5，专利名称为“单级双向升降压逆变器”的专利文件，公开了一种输入滤波单元为单个滤波电感的单级双向升降压逆变器，该逆变器有效解决了传统逆变器采用无源元件来实现升压产生的一些问题。

但是该专利公开的单级双向升降压逆变器仍存在以下问题：

(1)升压能力有限，即升压比低，有些应用场合需要电路具有很高的升压比，而只有一个电感的电路在实现高的升压比时，需要开关管驱动信号的占空比很大，会恶化二极管反向恢复带来的问题，增加了开关损耗。

(2)过高的占空比，会加大电感的纹波，降低***效率。

因此，解决这些问题对提升逆变器性能至关重要。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种宽输入单级双向升降压逆变器，解决了现有技术中的逆变器得到高增益需要高占空比的问题。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

一种宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥、电感、开关单元、输出滤波单元；所述逆变桥包括第一桥臂、第二桥臂；所述开关单元包括第一开关单元、第二开关单元；所述第一开关单元、第二开关单元分别包括第一端、第二端；所述输出滤波单元包括滤波电容；所述第一开关单元的第二端与所述第二桥臂的中点连接，且所述第一开关单元的第二端与所述第二开关单元的第二端之间连接滤波电容；所述电感为耦合电感，所述耦合电感包括第一绕组、第二绕组，所述第一绕组的同名端与所述第一桥臂的中点连接；所述第一绕组的异名端分别与所述第一开关单元的第一端、第二绕组的同名端连接；所述第二绕组的异名端与第二开关单元的第一端连接，通过设置第二绕组与第一绕组的匝比确定输出电压增益。

所述第一桥臂的中点与所述第一绕组的异名端连接；所述第一绕组的同名端分别与所述第二绕组的同名端、第二开关单元的第一端连接；所述第二绕组的异名端与所述第一开关单元的第一端连接。

所述第一桥臂的中点分别与所述第一绕组的同名端、第二绕组的同名端连接；所述第一绕组的异名端与所述第一开关单元的第一端连接；所述第二绕组的异名端与所述第二开关单元的第一端连接。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

在相同电压增益的情况下，本发明开关管的占空比相对单个电感电路的占空比要小，即两个电路在相同占空比的情况下，本发明电路的电压增益更高。可以有效避免二极管反向恢复带来的问题，减小了开关损耗，延长了开关管的使用寿命。

占空比小，产生的电感纹波小，同时提升了***工作效率。

附图说明

图1为现有技术宽输入单级双向升降压逆变器的框图。

图2为本发明具体实施例1的电路图。

图3为本发明具体实施例1在输入电压V_i＝50V，交流负载500W时的升压实验波形图。

图4为本发明具体实施例1在输入电压V_i＝200V，交流负载500W时的降压实验波形图。

图5为本发明具体实施例2的电路图。

图6为本发明具体实施例3的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明所述的宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥、耦合电感、开关单元、输出滤波单元；所述逆变桥包括第一桥臂、第二桥臂；所述开关单元包括第一开关单元、第二开关单元；所述第一开关单元、第二开关单元分别包括第一端、第二端；所述第一开关单元、第二开关单元均为互补双向电力电子开关；所述输出滤波单元包括滤波电容；所述耦合电感包括第一绕组L1、第二绕组L2，通过设置第二绕组L2与第一绕组L1的匝比确定输出电压增益。

所述逆变桥的第一桥臂包括开关管Q₅、开关管Q₇，第二桥臂包括开关管Q₆、开关管Q₈；所述第一开关单元包括开关管Q1、开关管Q2，所述第二开关单元包括开关管Q3、开关管Q4。

所述开关管包括IGBT管与二极管，所述IGBT管的集电极与所述二极管的阴极连接作为开关管的输入端，所述IGBT的发射极与所述二极管的阳极连接作为开关管的输出端；开关管Q1的输出端与开关管Q2的输出端连接，开关管Q1的输入端作为第一开关单元的第一端，开关管Q2的输入端作为第一开关单元的第二端；开关管Q3的输入端与开关管Q4的输入端连接，开关管Q3的输出端作为第二开关单元的第一端，开关管Q4的输出端作为第一开关单元的第二端。

所述IGBT管可用MOS管、三极管替换，替换原则如下：所述MOS管的漏极、三极管的集电极对应所述IGBT管的集电极连接，所述MOS管的源极、三极管的发射极对应所述IGBT的发射极连接。

本发明宽输入单级双向升降压逆变器具体电路图及工作原理如下：

具体实施例1：宽输入单级双向升降压逆变器(1)。

如图2所示的宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥，耦合电感，第一开关单元、第二开关单元，滤波电容C；所述逆变桥的输入端连接直流电源E；所述第一绕组L1的同名端与逆变桥第一桥臂的中点连接；所述第一绕组L1的异名端分别与所述第一开关单元的第一端、第二绕组L2的同名端连接；所述第二绕组L2的异名端与第二开关单元的第一端连接；所述第一开关单元的第二端与所述第二桥臂的中点连接，且所述第一开关单元的第二端与所述第二开关单元的第二端之间连接滤波电容C；交流负载R与滤波电容C并联连接；通过设置第二绕组L2与第一绕组L1的匝比确定输出电压增益。

本实施例的控制策略及工作原理为：

逆变桥的开关管Q₅、Q₆、Q₇、Q₈采用SPWM调制策略；两组互补双向电力电子开关采用互补占空比控制策略。开关管Q1、Q2、Q3、Q4的具体开关方式为：以一个工作周期为例，当逆变桥输出的交流电压极性为正时，控制开关管Q2、Q4常通，开关管Q1、Q3带有死区时间互补通断；当逆变桥输出的交流电压极性为负时，控制开关管Q1、Q3常通，开关管Q2、Q4带有死区时间互补通断。通过上述控制方式，能实现第一互补双向电力电子开关、第二互补双向电力电子开关之间的自然换流，使得开关能够平滑切换。

根据输入电压和输出电压的值，预先设定开关单元的占空比，确定第二绕组L2与第一绕组L1的匝比，然后根据输出电压增益与理想电压增益的偏差，实时调节开关单元的占空比，使得输出电压增益与理想电压增益相同，并保持恒定的输出电压增益。

通过图3、图4分析本实施例与现有技术相比的有益效果：本发明升压过程波形图如图3所示，输入电压Vi＝50V，交流负载为500W，开关管Q1高频工作时的占空比在0.45～0.55之间变化。匝比为：1，图中波形分别为输入电压Vi、滤波电容上电压u_c、开关管Q1驱动电压以及第一绕组中流过的电流i_L1波形，滤波电容上的电压为输出电压。图中可以看到滤波电容上电压u_c的有效值大约为110V，峰值为155V，相对于输入电压，增益达到了3倍。

现有技术中如果Q1的占空比一直保持0.55，不考虑电路损耗及开关管的压降，其理论增益只有2.2，要达到3倍的增益，理论上Q1高频工作时的占空比应为0.67。考虑到电路损耗，其占空比可能会超过0.7。显然，本发明宽输入单级双向升降压逆变器在占空比相同的情况下，电压增益较现有技术要大。实现了高增益的升压功能。

本发明降压过程波形如图4所示，为输入电压Vi＝200V,交流负载为500W时输入电压Vi、滤波电容上电压u_c、开关管Q2驱动电压以及第一绕组中流过的电流i_L1波形，此时图中v_C的有效值约为110V，逆变器实现了降压功能，相比于电流源逆变器只能单向传输功率的缺点，宽输入单级双向升降压逆变器不仅无需降压变换电路实现了降压输出，同时可以双向传输能量，比传统的Boost电路有更高的电压增益。可见，宽输入单级双向升降压逆变器结构简单地实现了逆变器的升降压输出以及能量的双向传输。

具体实施例2，宽输入单级双向升降压逆变器(2)。

如图5所示的宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥，耦合电感，第一开关单元、第二开关单元，滤波电容C；所述逆变桥的输入端连接直流电源E；所述第一桥臂的中点与所述第一绕组L1的异名端连接；所述第一绕组L1的同名端分别与所述第二绕组L2的同名端、第二开关单元的第一端连接；所述第二绕组L2的异名端与所述第一开关单元的第一端连接；所述第一开关单元的第二端与所述第二桥臂的中点连接，且所述第一开关单元的第二端与所述第二开关单元的第二端之间连接滤波电容C；交流负载R与滤波电容C并联连接。

本实施例的控制策略及工作原理为：

逆变桥的开关管Q₅、Q₆、Q₇、Q₈采用SPWM调制策略；两组互补双向电力电子开关采用互补占空比控制策略。开关管Q1、Q2、Q3、Q4的具体开关方式为：当输出的交流电压极性为正时，开关管Q2、Q4常通，开关管Q1、Q3带有死区时间互补通断；当输出的交流电压极性为负时，开关管Q1、Q3常通，开关管Q2、Q4带有死区时间互补通断。通过这种控制方式，能实现第一互补双向电力电子开关、第二互补双向电力电子开关之间的自然换流，使得开关能够平滑切换。

具体实施例3，宽输入单级双向升降压逆变器(3)。

如图6所示的宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥，耦合电感，第一开关单元、第二开关单元，滤波电容C；所述逆变桥的输入端连接直流电源E；所述第一桥臂的中点分别与所述第一绕组L1的同名端、第二绕组L2的同名端连接；所述第一绕组L1的异名端与所述第一开关单元的第一端连接；所述第二绕组L2的异名端与所述第二开关单元的第一端连接；所述第一开关单元的第二端与所述第二桥臂的中点连接，且所述第一开关单元的第二端与所述第二开关单元的第二端之间连接滤波电容C；交流负载R与滤波电容C并联连接。

本实施例的控制策略及工作原理为：

逆变桥的开关管Q₅、Q₆、Q₇、Q₈采用SPWM调制策略；两组互补双向电力电子开关采用互补占空比控制策略。开关管Q1、Q2、Q3、Q4的具体开关方式为：当输出的交流电压极性为正时，开关管Q2、Q4常通，开关管Q1、Q3带有死区时间互补通断；当输出的交流电压极性为负时，开关管Q1、Q3常通，开关管Q2、Q4带有死区时间互补通断。通过这种控制方式，能实现第一互补双向电力电子开关、第二互补双向电力电子开关之间的自然换流，使得开关能够平滑切换。

综上所述：当输入电压高于输出电压时，需要实现降压逆变，第一互补双向电力电子开关处于关断状态，第二互补双向电力电子开关处于开通状态，此时电路等效为传统电压源逆变器，实现降压逆变功能；当输入电压低于输出电压时，需要实现升压逆变，第一互补双向电力电子开关与第二互补双向电力电子开关处于互补开关状态，通过调节第一互补双向电力电子开关工作占空比实现电压增益的调节，从而实现升压逆变功能。

本发明所涉及的宽输入单级双向升降压逆变器无需升压变换电路即可实现高增益的升压输出；无需降压变换电路实现了降压输出的同时双向传输能量。

Claims (3)

1.一种宽输入单级双向升降压逆变器，包括逆变桥、电感、开关单元、输出滤波单元；所述逆变桥包括第一桥臂、第二桥臂；所述开关单元包括第一开关单元、第二开关单元；所述第一开关单元、第二开关单元分别包括第一端、第二端；所述输出滤波单元包括滤波电容；所述第一开关单元的第二端与所述第二桥臂的中点连接，且所述第一开关单元的第二端与所述第二开关单元的第二端之间连接滤波电容；其特征在于：所述电感为耦合电感，所述耦合电感包括第一绕组、第二绕组，所述第一绕组的同名端与所述第一桥臂的中点连接；所述第一绕组的异名端分别与所述第一开关单元的第一端、第二绕组的同名端连接；所述第二绕组的异名端与第二开关单元的第一端连接，通过设置第二绕组与第一绕组的匝比确定输出电压增益。

2.根据权利要求1所述的宽输入单级双向升降压逆变器，其特征在于：所述第一桥臂的中点与所述第一绕组的异名端连接；所述第一绕组的同名端分别与所述第二绕组的同名端、第二开关单元的第一端连接；所述第二绕组的异名端与所述第一开关单元的第一端连接。

3.根据权利要求1所述的宽输入单级双向升降压逆变器，其特征在于：所述第一桥臂的中点分别与所述第一绕组的同名端、第二绕组的同名端连接；所述第一绕组的异名端与所述第一开关单元的第一端连接；所述第二绕组的异名端与所述第二开关单元的第一端连接。