CN103443646B

CN103443646B - 智能电子装置及其校准方法和电力监控设备

Info

Publication number: CN103443646B
Application number: CN201280014094.7A
Authority: CN
Inventors: M.D.班德斯默
Original assignee: Schneider Electric USA Inc
Current assignee: Schneider Electric USA Inc
Priority date: 2011-01-21
Filing date: 2012-01-19
Publication date: 2015-09-23
Anticipated expiration: 2032-01-19
Also published as: US8756029B2; CN103443646A; EP2666028B1; AU2012214770B2; EP2666028A1; US20120191395A1; WO2012108993A1

Abstract

公开了一种具有内部校准***的智能电力计量表，该内部校准***用于校准计量表的模数转换器。该模数转换器耦接至少一个传感器，该传感器可操作以感应一个或多个导体中的电能量，并输出指示该电能量的相应电信号，该模数转换器可操作以将传感器输出的电信号转换成至少一个相应的数字信号。采用了使用成本相对较低、精确度较低的内部信号源的内部集成非线性校准，消除了对昂贵的外部信号源或测量***的需求。

Description

智能电子装置及其校准方法和电力监控设备

背景技术

在典型的配电***中，电能是通过电力供应商或供电公司生产并通过配电网络分配给消费者的。配电网络是配电线的网络，配电线将电力供应商与其消费者链接起来。一般，来自供电局的电力由主变电站通过配电电缆被馈给若干本地变电站。在变电站，由配电变压器将供电从在配电电缆上相对高的电压转换成较低电压，并以这种较低电压供应给最终消费者。电力从变电站通过向不同负载供应电力的配电网络被供应给最终消费者，诸如工业用户。这样的负载可包括例如各种动力机器或计算机/电子设备。

在消费者的设施中，将典型地存在被连接在消费者和配电网络之间的智能电子设备(“IED”)，诸如瓦时电能计量表(electrical energy/watt-hour meter)，以便测量诸如消费者的电耗量或电需求量的数量。这样的计量表可由消费者所有，并可被用于监视和控制消耗量并报告费用，或者可由供电局所有并被用于监控消耗量和报告计费。

电力计量表通常为一种智能电子装置，其记录并测量电力消耗量。电力计量表包括，但不限于，电瓦时表(electric watt-hour meters)。此外，电力计量表还能够测量和记录供电事件，诸如，如限电(brown outs)、尖峰、骤降或骤升、电能质量、电流、电压波形、谐波、瞬变或其它供电扰动的影响。收费精确计量表(“计费表”)为计费精确的电力计量装置，其可包括检测、监视，或报告、量化和通报有关其所计量的供电的供电质量信息的功能。

电力计量表是供电局基础设施中的重要部件。这些计量表持续跟踪供电***中特定位置，大多经常是在对于消费者的服务点处，所输送的电能数量。就像在商店中的收银台，这些消费者计量表放置在发生交易的地方，在此消费者购得商品，并在此确定支付的根据。但是，与收银台不同的是，该计量表不受保护地安置在消费者家中，并且供电局和业主都必须相信其精确地且可靠地测量并记录了电能量交易。

因为电能量是实时消费的，所以电能量与其它商品不同。随后不可进行比较或测量，不能返还、不可有形地示出所购买的东西。这使得计量表对于供电局和消费者都是尤为重要的。由于这个原因，电力计量表及其被安装的插口被设计成具有标准和密码以防止擅动，并且提供了检测何时尝试过擅动的器件。除故意滥用，电力计量表本身必须是精确且可靠的，以便不论环境和电气的压力如何都能维持其性能。

最近几年，电力工业市场放松管制，公共消费者将能够选择电力服务供应商。直到现在，基本上所有的终端用户都向服务于他们所在的地理区域的本地供电局购买他们所需的电力。而且，对于供电局来说不可能向所有消费者保证与供电局之间的可靠性相同，这是因为与传输和配电线的连接点不同。由于放松管制，消费者有必要能够测量和量化耗电能量和来自他们的供电商的可靠性，以便确保他们接收到他们所选择的服务。这样的服务可涉及不同的价格计划，例如关于数量、长期承诺、高峰和非高峰期使用或可靠性。

电力计量表的精确性典型地作为特定测量范围内测量的误差百分比的函数来衡量。电力计量表的精确率是由所定义的行业和监管标准，包括北美的美国国家标准协会（ANSI）C12.20以及北美以外区域的IEC 62053，所规定的。C12.20标准建立了计量表的精确度等级（accuracy class）的物理方面和性能准则。在IEC和ANSI标准中定义并使用了精确度等级。由字母或百分比来表示等级。例如，等级B为IEC-751的温度精确度，其要求+/-0.15摄氏度的精确度。等级0.5为ANSI C12.20针对电表的精确度等级，精确度为+/-0.5%。典型地，精确度是针对标称值（最大）测量的，并可在较低值时有所不同。

在1990年代后期，为紧随关于固态计量技术改进的步伐，ANSI制定了具有更加严格的精确度要求的新标准。ANSI C12.20建立了精确度等级0.2和0.5，其等级编号代表在标称负载下最大百分比计量误差。典型的住宅固态电表为等级0.5，而电机计量表一般确立为较不严格的ANSI C12.1。此外，符合C12.20的计量表需要连续计量低至0.1A（24watt），而C12.1允许在0.3A（72watt）以下就停止计量。虽然对这样低的负载的计量在住宅的计费单中并不可能是值得注意的，但是这的确是精确度的改进。现有的电表ANSI精确度等级为：

等级.5–精确度为±0.5%；以及

等级.2–精确度为±0.2%。

制造商和供电局使用一系列的测量和设备来验证计量表遵守ANSI和IEC规定。在制造处理过程中，通常对每一个单独的计量表进行校准和验证。一旦供电局接收新的计量表，通常就针对每一个计量表或在抽查样本基础上进行另一个精确度测试。各州一般建立了对于供电局如何在接收新的量表时以及在此后以一定间隔检验精确度的规定。

影响电力计量表精确度的不同因素，包括：诸如工作环境的温度和/或湿度的环境因素、诸如计量表组件的质量和公差的内部因素，以及诸如所监控的电力的质量的其它因素。为解决（account for）这些影响精确度的不同因素，电力计量表典型地经历校准处理，其由制造商或消费者执行，通过这种校准处理，测量机制在受控条件下进行测试，确定出所有的非精确性，并且做出调整，以便解决（account for）在实际工作中的测量非精确性。校准处理可包括：校准增益误差（诸如由组件容差导致的误差）、偏移（offset）（诸如在内部加入内部使用的测量信号的偏移）、相位误差（诸如由于测量信道之间不匹配的延迟而导致的误差）、漂移（诸如组件随时间推移超出容限而导致的误差），以及噪声（诸如由计量表组件注入信号的噪声）。这样的校准处理可能会因较为耗时而耽误制造，并且通常需要高精确度且昂贵的外部信号源以及测量设备。

附图说明

图1描绘了用于本公开实施例的示例性采样RC波形；

图2描绘了图1中波形的积分非线性所导致的失真的示例性曲线图；

图3描绘了将计算出的失真应用到模拟正弦波A，计算失真的正弦波B的RMS；

图4描绘了典型的电流积分校准结果；

图5描绘了依据公开的实施例，在对积分非线性进行校准之前的示例性电力计量表的电流精确度；

图6描绘了依据公开的实施例，在对积分非线性进行校准之后的示例性电力计量表的电流精确度；

图7描绘了电力计量表精确度规范的比较；

图8描绘了无积分非线性校准的电力计量表的典型电流精确度坐标图；

图9描绘了无积分非线性校准的电力计量表的典型电压精确度坐标图；

图10描绘了依据一个实施例的智能电子装置；

图11描绘了用于图10中的智能电子装置的示例性RC衰减电路的示意图；

图12A和图12B描绘了示出依据一个实施例的图10的智能电子装置的示例性操作的流程图；

图13描绘了依据一个实施例的校准状态机的框图；

图14描绘了依据一个实施例，用于生成校准波形的计算机软件程序的流程图；

图15描绘了依据一个实施例，用于累加校准波形的计算机软件程序的流程图；

图16描绘了依据一个实施例，用于处理校准波形的计算机软件程序的流程图；

图17描绘了依据一个实施例用于生成校准修正表的计算机软件程序的流程图；

图18描绘了用于产生图2的曲线图的校准波形的非线性；

图19描绘了由于校准波形幅度降低导致交叉失真量的减少。

具体实施方式

本公开的实施例涉及一种智能电子装置，并尤其涉及一种电力计量表，特征在于能够对其用于积分非线性的测量机构进行校准的内部校准***，该积分非线性是由构成那些机构的组件（尤其是模数转换器（ADC））引入的。该模数转换器与至少一个传感器耦接，该至少一个传感器***作以感应一个或多个导体中的电能量，并输出相应的表示该电能量的电信号，该模数转换器***作以将至少一个传感器输出的电信号转换成至少一个相应的数字信号。积分非线性特性（“INL”）是说明模数转换器的理想输出和实际输出（在去除了偏移和增益误差后）之间的偏差（deviation）的术语。本公开的实施例进一步涉及一种电力计量表，其使用相对低成本的低精确度内部信号源进行内部非线性校准，无需昂贵的外部信号源或测量***，这种内部非线性校准基本上在电力计量表整个测量范围中针对这样的非线性特性快速校准该电力计量表，从而明显改善测量精确度。

为向公众阐明在本未决权利要求书中的应用并藉此提供公告，申请人以最广泛的意义来定义短语“<A>、<B>…和<N>中的至少一个”或“<A>、<B>…<N>，或其组合中的至少一个”，其取代在此前或此后的任意其它隐含的定义，除非申请人做出相反的声明，来表示选自包括A、B…和N的组中的一个或多个元件，也就是说，元件A、B…，或N中的一个或多个的任意组合包括单独的任意一个元件，或者与其它元件中的一个或多个的组合，该其它元件也可包括，相组合的，未列出的额外元件。

针对非线性校准电力计量表的其它方法包括使用无失真外部源生成波形，计量表可使用该波形以便分析其自身的非线性，和生成修正表。但是这样的外部源很昂贵并且需要检验和维护。备选地，外部源可与能够捕捉源波形的精确基准（reference）一起使用。但是，将计量表波形与基准波形捕捉进行同步存在技术挑战，并且基准波形的多个周期可能需要一起被“平均”，以提供足够精确的基准。从计量表和/或基准下载波形所用时间开销也相当大。

使用测试装置（test set）在计量表外部执行校准，计量表简单地记录和报告其自身读数，同时该测试装置包含使用那些读数生成校准常数的逻辑，这提供了通过简单更新该测试装置代码就能“更新”校准逻辑，而这种更新与计量表固件无关，且可缩短计量表的代码长度的优点。但是，为维持具有INL校准的这种方法，即，为保持测试装置中所有校准逻辑，可能产生相当大的技术难度，包括将多个多周期波形从计量表发送至测试装置：发送校准波形的估计时间19200波特=15个波形*（4周期/波形）*（1024采样/周期）*（4字节/样本）*（1/1920秒/字节）=128秒。因此，仅仅波形发送时间就体现出，将校准逻辑放在计量表中而不是测试装置中将是更为高效（并且这甚至不包括测试装置将大的查找表回写到计量表中将花费的时间）。

大体上，本公开的电力计量表积分非线性校准机构通过在计量表内部生成“干净的”波形（诸如，电阻电容（“RC”）衰减波形）来操作，该波形在已经通过计量表的测试电路之后再被采样。然后可将多个周期的波形累积，以获得足够高的分辨率，来修正小于计量表模数转换器的1个最低有效位（“LSB”）的波形失真。图1示出了示例性的采样波形。然后使用例如RC衰减曲线干净部分的最佳拟合曲线估计（best-fit curve estimation）：y_bestfit(t)曲线，来计算在该采样波形中的失真，该失真按如下这样计算：INL(y_bestfit(t))=y_sampled(t)-y_bestfit(t)。图2示出了由于采样波形中的积分非线性特性导致的失真的示例性曲线图。然后如图3所示，将计算出的失真应用于模拟正弦波A，计算该失真正弦波B的RMS。然后给出修正因子：CorrectionFactor[RMS(B)] =RMS(A)/RMS(B)。然后针对跨该计量表的整个测量范围的模拟正弦波A重复计算失真的应用，以及后续对修正因子的运算，导致生成该增益信道的修正因子表。

然后在常规计量表操作期间对实时测量做出调整，直接测量RMS(B)，允许内插（interpolation）以上生成的修正因子表中的修正因子。将该修正因子应用到RMS以及电力测量。

以上校准处理一般是很快速的，对3个增益信道同时进行这种校准处理耗时接近10秒。一般地，要确定和校正其积分非线性特性的计量表电路，应该表现可重复的非线性特性。在一个实施例中，计量表利用具有固件反馈的数模转换器，以控制在模数转换信道上所见的DC偏移。进一步优选的是，电路是低噪声的，以便在合理的时间量内检测小于模数转换器的1个最低有效位的波形失真。应进一步注意，INL的升高和降低不必是相同的，这是因为电路中与不同非线性特性引入装置（运算放大器、滤波器，以及ADC）相互作用的电容不同。在备选实施例中，可针对修正表的不同部分（即，多个阶段）使用不同校准波形来克服源波形自身中的非线性特性。

在一个实施例中，此校准仅用于校准电流信道，此时在叶片电力计量表（blade-powered meter）上的电压输入可覆盖（override）关于这些电压的所有内部生成的源：

本公开的实施例提供了以下的优点：

1.快速，并且理论上可一次性“扫到”每一个当前点；

2.不需要任何外部设备，如果提供了接口，其潜在地能够使消费者重新校准非线性特性，或通过事先进行此校准步骤使产品能够优化校准站时间；以及

3.生成该内部源的电路成本非常低（例如，使用正负零电容的阻容电路，以及，数字-模拟转换器信道）。

图4示出了测量范围为10mA至700mA的电流增益信道的积分非线性特性校准的典型重复性。如能见到的，通过将在校准积分非线性特性之前的电流精确度（如图5所示），与在进行校准之后的电流精确度（如图6所示）进行比较，精确度被改善得相当大。这允许按照本文中所说明的那样进行校准的计量表能够符合所提出的更为严格的“等级0.1%”的精确度规格，精确度范围为10mA至20A，这是原先计量表两倍电流范围的误差的一半。图 7示出了精确度规格的比较。

本公开实施例达到了可接受的精确度和产品产量。因为所建议的0.1%规格是针对电力的，电流和电压二者的误差预算有效地降低至～0.05%。图8和图9分别示出了无积分非线性特性校准的电力计量表的典型电流和电压精确度坐标图，其示出了非线性特性，特别是电流的非线性特性，甚至在计入任何长期漂移之前，容易超过～0.05%误差预算，这表明需要积分非线性校准。

与多点校准可需要多个校准点并且太耗时而无法接受相对照，本公开的实施例进一步校准整个测量范围上的积分非线性特性。但是注意，多点校准可用于电压校准，这是因为要修正电压的非线性特性，仅用2个校准点就足够了。

参考图10，示出了依据一个实施例的智能电子装置（“IED”）100，例如电力计量表，其可操作以监控电能。在一个实施例中，该电力计量表为由位于伊利诺斯州的帕拉廷的Schneider Electric USA所制造的PowerLogic ION8650。该IED可包括机壳102，诸如外壳，以及位于机壳内并与至少一个传感器106（诸如位于机壳内部或外部的电流和/或电压传感器）耦接的模数转换器104。该至少一个传感器106可***作以感应一个或多个导体108中的电能量，诸如电流或电压，并输出表示该电能量的相应电信号，例如电传感器信号。在一个实施例中，本公开的校准机构被用于补偿被引入电流测量的积分非线性特性。该模数转换器104可操作以将至少一个传感器106输出的电信号转换成至少一个相应的数字信号，例如，相应的数字传感器信号。在此，短语“与…耦接”被定义成表示直接连接至或通过一个或多个中间组件非直接连接。这样的中间组件可包括基于硬件和软件的组件。在一个实施例中，模数转换器为由位于得克萨斯州的达拉斯的Texas Instruments Inc.制造的TI ADS8365，其特征在于：单极电压输入范围为4.75至5.25V、并行接口，和6 16比特信道。应该体会到，也可使用其它适宜的模数转换器。

IED 100还包括在下面更详细说明的波形发生器110，也称为校准波形发生器110，其被置于机壳102内并操作生成波形，模数转换器进一步与模型发生器110耦接以诸如经由例如切换器112以可切换112的方式接收来自其中的输入。备选地，波形发生器可不使用切换器与模数转换器104耦接，通过例如将波形发生器110的输出加入到至少一个传感器106的输出中。将理解的是，模数转换器104和波形发生器110可在同一电路板上实现，或者在组成IED 100电路的至少一部分的多个互连的电路板的布置上实现，其具有模数转换器104以及被部署在其上的波形发生器110，而不论IED 100是否以机壳为特征。在一个实施例中，波形发生器和模数转换器在同一个电路板上实现。模数转换器104进一步可操作以将由波形发生器110输出的波形转换成可代表该波形的至少一个相应的数字信号，例如，相应的数字校准信号。

在一个实施例中，如图11中的示意性电路图所示，波形发生器110包括阻容（“RC”）衰减电路并生成RC衰减波形。RC衰减电路包括模拟装置AD8616运算放大器1124，其在“COMMON_BIAS”输入1126处由模拟装置AD 5308数模转换器（未示出）驱动，二者均由位于Norwood,MA的Analog Devices,Inc.制造。RC衰减波形的时间常数由73.2kΩ薄膜电阻器1120以及100nF正负零电容器1122确定。在运算放大器输入上的68.1kΩ薄膜电阻1128实现运算放大器上的增益，使得RC衰减波形的幅度可横跨整个电流测量范围。在该图中所示出的剩余的电路是计量表测量电路的一部分，其包括电流终端1102和1104、变流器1106、负载电阻1108、RF滤波器1110、增益电路1112和1114，以及低通滤波器1116和1118；是与实现有关的，并且被提供以展示波形发生器110的一种实现。

将理解到的是，也可使用其它波形发生器110，其能够生成特征在于幅度基本上在智能电子装置100的特定精确度范围中随时间大体上改变的波形，诸如生成正弦波、斜坡或锯齿波形的发生器，其构造将由那些本领域技术人员所知晓。在一个实施例中，波形发生器110进一步可操作以生成跨该智能电子装置100的测量范围的多个波形。在一个实施例中，波形包括足够的周期来修正小于模数转换器的一个最低有效位的失真。关于多少个周期才足够的一种示例性运算在以下提供。

返回参考图10，IED 100进一步包括处理器114，其被置于机壳102内并与模数转换器104和波形发生器110耦接，并且操作导致模数转换器104将波形转换成至少一个相应的数字信号，分析该至少一个数字信号以识别其中的至少一个非线性特征，诸如积分非线性特性，并且基于该特征，生成补偿数据，诸如校准参数，可操作以导致处理器114在智能电子装置100，例如电能计量表的常规操作过程中补偿在将来自至少一个传感器106的电信号转换成至少一个相应的数字信号的转换中的识别非线性特性。在一个实施例中，处理器114为由位于Dallas,TX的Texas Instruments,Inc.制造的TI TMS320C6711数字信号处理器（“DSP”），其特征为快速单倍精度及双倍精度浮点指令，以及增强的直接存储器访问控制器，使得其可适合于与模数转换器104相接，并适合于电力及与电力质量相关的计算。将体会到的是，本公开的处理器114可通过硬件和软件的组合实现，其可包括一个或多个分离的硬件和/或软件处理组件的组合，包括单核和多核处理器、多个处理器、现场可编程门阵列，或目前可用的或以后研发出的其它装置，并且在本文中全部考虑在内。将进一步体会到的是，智能电子装置100，例如电力计量表，可包括未示出或未说明的额外的组件，这些组件涉及装置100能够测量和报告电能量消耗或执行诸如电力质量估计、通信，等其它功能的功能。处理器114可进一步操作，如将在下面详细说明的，以诸如在智能电子装置100（例如电表）的标准操作过程中，基于补偿数据补偿在将来自至少一个传感器106的电信号转换成至少一个相应的数字信号的转换中的识别非线性特性，至少一个非线性特性基本上被解决（account for），即，从中去除或否则减轻或降低。

在一个实施例中，处理器可进一步***作成，计算对应于波形的至少一个数字信号中的失真，以及针对在定义的范围内分别具有不同振幅的模拟正弦波的集合，将计算出的失真应用到每一个模拟正弦波，计算失真的模拟正弦波的均方根，并且，基于其计算一个或多个修正因子，以在随后通过处理器114应用于模数转换器104将来自至少一个传感器的电信号转换所得出的数字信号，正如下面更详细说明的。处理器114可通过使用波形的最佳拟合曲线估计，例如通过使用估计哪一个是基于最小二乘方拟合来计算失真。

进一步地，处理器114可操作以通过将计算出的失真应用到模拟正弦波“A”计算修正因子，计算失真模拟正弦波形“B”与无失真模拟正弦波形“C”的点积，该点积例如为一种代数运算，其采用两个等长度数字序列，通过将相应的项目相乘并将这些积相加而返回单个数，修正因子是无失真点积A·C以及失真点积B·C的函数。例如，处理器可以单位功率因子计算失真的模拟正弦波形和无失真模拟正弦波形得出的千瓦值，修正因子为无失真模拟正弦波形的千瓦值与失真模拟正弦波形的千瓦值之比。校准波形的转换和至少一个修正因子的计算可进一步包括计算在足够长的一段时间内的一个或多个校准波形的平均，该段时间长到足以使得平均波形中每一个样本的标准偏差（standard deviation）小于包含那个样本的模拟正弦波形的缩放RMS，乘以缩放目标容许误差（error allowance）。

参考图12A和图12B，示出了流程图，其描绘本公开实施例的用于校准可操作来监控电能量的智能电子装置的操作。这些操作可作为被存储在存储器中并可由处理器114执行以实现所述功能的计算机可执行程序代码实现。在一个实施例中，这些操作被实现成C程序语言的函数并可通过以上所说明的处理器114，例如TI TMS320C6711 DSP执行。如上所说明的，智能电子装置包括机壳和置于该机壳内并耦接至少一个传感器（诸如内部或外部电压和/或电流传感器）的模数转换器。该至少一个传感器可操作以感应一个或多个导体的电能量，并输出指示该电能量的相应电信号，模数转换器可操作以将由至少一个传感器输出的电信号转换成至少一个相应的数字信号。

该操作包括：在机壳内或构成IED并还包含模数转换器的同一个或多个电路板上，诸如用阻容衰减电路，生成校准波形（功能块202），诸如阻容衰减、正弦波、斜坡或锯齿波或其它波形，其振幅基本上在智能电子装置的特定精确度范围内随时间充分改变。在一个实施例中，该生成可进一步包括生成跨智能电子装置的测量范围的多个校准波形。在一个实施例中，校准波形包括足够多的周期，以修正小于模数转换器的一个最低有效位的失真。

本操作进一步包括：通过模数转换器将校准波形转换成至少一个相应的数字信号（功能块204）；和分析至少一个数字信号，以识别其中的至少一个非线性特性（功能块206），以及，基于这一点生成补偿数据（功能块208），该补偿数据由处理器114用于补偿在将来自至少一个传感器的电信号转换成至少一个相应的数字信号的转换中的识别非线性特性。该操作可进一步包括在智能电子装置100，例如电能计量表的标准操作过程中，诸如通过处理器114基于补偿数据来补偿将来自至少一个传感器的电信号转换成至少一个相应的数字信号的转换中的识别非线性特性，从其中基本上去除了所述至少一个非线性特性（功能块210）。

在一个实施例中，该转换进一步包括计算在足够长的一段时间内的校准波形的一个或多个周期的平均，该段时间长到足以使得平均波形中每一个样本中的标准偏移小于包含那个样本的模拟正弦波形的缩放RMS，乘以缩放目标容许误差。

在一个实施例中，如图12B所示出的，补偿数据的生成进一步包括诸如通过使用最佳拟合曲线估计，例如，最小二乘方拟合来计算对应于校准波形的至少一个数字信号中的失真（功能块212），并针对在定义的范围内分别具有不同振幅的模拟正弦波的集合，将计算出的失真应用于模拟正弦波中的每一个（功能块214），计算失真模拟正弦波的均方根（功能块216），并基于这些计算一个或多个修正因子，以便在随后由处理器114将其应用于，模数转换器104在将来自至少一个传感器的电信号转换时产生的至少一个相应的数字信号（功能块218）。在一个实施例中，修正因子的计算进一步包括将计算出的失真应用于模拟正弦波形、以单位功率因子计算由失真模拟正弦波形和无失真模拟正弦波形得出的千瓦值，修正因子为无失真模拟正弦波形的千瓦值与失真模拟正弦波形的千瓦值之比。

在一个实现中，非线性校准处理与修正绝对量值的一个或多个其它独立校准步骤结合起来使用。

应该体会到，可存在其它方法来实现现在存在的或以后研发出的本公开的实施例，并且在本文中将所有这样的方式考虑在内。

图13示出了INL校准状态机1300，其体现了整个校准处理的基本概况。这种状态机每个高速间隔，例如每512次采样执行一次。每个状态的功能如下：

·ICAL_STATE_IDLE 1302：计量表没在进行校准，即，常规计量表操作。

·ICAL_STATE_WAITING_TO_START 1304：等待满足所有校准先决条件，这些先决条件包括：

○DCO（DC偏移补偿）设置，

○RMS读数在待校准的信道的噪声阈值以下，以及

○电力质量（PQ）任务进入清除停止（以释放为校准计算对处理器的使用，并降低中断触发）。

·ICAL_STATE_WAITING_FOR_STABLE_WAVEFORM 1306：生成校准波形，但RC电路未达到恒稳态。当前***在该状态下等待14个高速间隔，该时间足够用于5V衰减至本公开RC电路的ADC计数的第1/100个。

·ICAL_STATE_CALIBRATING 1308：校准波形已达到恒稳态条件，并且波形被累积。注意，多个故障保险就绪以避免错误的校准。例如，如果外部信号被应用于半校准，则波形将不能收敛，且校准将失败—或者即使波形以某种方式收敛，但计算出的RC时间常数将是不合理的，并且校准将失败。见下面考虑到波形积累以及对校准状态的进一步说明。

·ICAL_STATE_DO_CLEANUP 1310：本状态检查校准结果，并且如果需要，前进至下一个校准阶段，或者执行对该校准尝试涉及的所有改变的清除。见下，考虑到校准清除和处理进一步说明了在清除阶段完成的处理。

·ICAL_STATE_FINISHING 1312：等待RC电路断开电源、频率重新锁定，以及在返回IDLE状态前完成后台计算。

在所述实现中，以上状态以C计算机程序枚举类型枚举。其它相关的功能包括每512次采样调用操作状态机的功能。

进一步地，在计量表的数字信号处理器（DSP）上执行的计算机程序代码被修改成增加了对通过使用适当硬件，即，与其相耦接的RC衰减电路生成INL校准波形的支持。

本实现中的计算机程序代码的新源文件包括用于波形生成和累积的接口。

INL校准波形是通过在其输出上具有有源低通RC滤波器的数模转换器（DAC）输出生成的（见以上所说明的图11）。因此，在2个值之间触发DAC输出将生成2个指数衰减曲线，一个上升且一个下降，如图1中所示，其示出了RC波形的ADC样本相对样本#。注意波形的包络，以及削波/饱和是有意的，使得校准波形覆盖整个范围。因为DAC跃迁的定时可能非常重要（理想的定时触发应小于一个采样周期），在INL校准期间，DAC将被写入计算机程序“DAM完成”中断服务例程的上下文，该例程每128次取样被调用。（在标准计量表工作期间，DAC信道将断电并不进行写入。）

为了提供低定时抖动，还发现：

(a)取样频率需恒定不变，而不是随电压输入频率改变，并且

(b)电力质量（“PQ”）任务需要被停止，这是因为在处理器上设置了不规范的负载；

这两者可经由DSP执行的适当的计算机程序代码模块控制。

在所说明的实现中实现了新的功能，其由“DMA完成”中断服务例程（“ISR”）调用，以在适当的时间生成DAC跃迁，以生成校准波形。

图14中描绘了生成校准波形的软件程序代码的流程图，如图14所示：

1.“DMA完成中断”1402—该中断在从每一个ADC中读取到128次采样时发生。

2.“波形生成启动？”1404—检查是否启动校准波形。当校准状态机进入“WAITING FOR STABLE WAVEFORM”状态时波形生成启动1412，而在状态机进入“FINISHING”状态时波形生成中止1414。

3.“波形上升/下降时间满足？”1406—检查是否已经满足校准波形上升/下降的时间。本公开实现的上升/下降时间大致为33ms（2048次采样）。

4.“轮询DAC输出”1408—将COMMON_BIAS DAC输出设置为控制校准波形的幅度的2个值中的一个。

5.“继续中断处理”1410—继续中断处理（与校准无关）。

由于所期望的是修正小于1ADC LSB的波形失真，校准波形必须在许多周期上被平均，以提供足够小的采样分辨率，和消除随机噪声以及DAC定时抖动的影响。这种累积持续进行直至波形已经“收敛”（见下），在所说明的实现中，在“校准”状态下，波形累积发生在DSP上高速（半周期）任务的上下文中。在所说明的实现的计算机程序代码中，实现了执行累积和检验收敛的功能（下段）。

在图15中描绘了用于累积校准波形的软件程序代码的流程图。如图15所示：

1.“校准开始信号”1502—这用信号通知INL校准周期的开始。此时还指定要校准的测量信道。

2.“重置校准过程中所使用的所有变量”1504—这是在INL校准周期开始处完成的。

3.“缓存完成信号”1506—该信号在512取样缓存被填满ADC样本时生成。

4.“将最后的样本加入样本[]缓存”1508—将来自前面步骤中的最后的样本附加到本地循环样本[]阵列中。

5.“样本[]缓存是否完成？”1510—当一个完整的校准波形周期（即，4096个样本）已经被俘获时，样本[]缓存完成。

6.“累积校准波形”1512—针对每一个被校准的测量信道执行以下伪码：针对“i”从1至4096：

sum[i]+=sample[i]

ssq[i]+=sample[i]*sample[i]

此处“sum”和“ssq”为阵列，其针对校准波形中的每一个样本累积和以及平方和，并且“+=”为“累加”操作符。

7.“cal波形是否收敛”1514—检查校准波形是否已经累积足够长的时间，以达到期望的精确度。在下面参考校准收敛准则进行说明。无偏方差估计可被用来计算σ{sample}，即，

σ²{sample[i]}=l/(n-l)*(ssq[i]-sum[i]*sum[i]/n),

此处n为已经累积的校准波形的完整周期的个数。

8.“已超时？”1516—检查校准是否耗费过长时间。本公开实现的超时值被设置为100秒（大致为10x期望校准时间）。

9．“设置校准状态：=条件满足”1518—将校准状态标记设置为条件满足，其在稍后被检查。

10．“设置校准状态：=ERROR”1520—将校准状态标记设置为适当的误差。

11．“变为‘DO CLEANUP’状态”1522—将校准状态机的状态改变为“DO CLEANUP”状态。

12．“继续常规缓冲处理”1524—继续常规缓冲处理（与校准无关）。

在图16中描绘了在“DO CLEANUP”状态122状态下用于处理校准波形的软件程序代码的流程图。如图16所示：

1.“缓冲完成信号”1602—当ADC样本已经填入512采样缓冲器时生成该信号。

2.“处理累积校准波形”1604—针对被校准的每一个信道计算平均校准波形，即，平均校准波形为calSample[i]:=sum[i]/n，其中n为所累积的校准波形的完整周期的个数。该阵列能够进行诊断，并用于后面的处理中。

3.“校准状态=条件满足？”1606—检查CALIBRATING状态的输出是否为状态满足。

4.“触发ICALBC任务”1608—将“INL校准背景任务”（见图17—ICALBG任务）的工作排队，并将其传递给以上所计算的calSample[]阵列。

5.“更多校准阶段？”1610—检查是否需要更多校准阶段来校准该测量信道。

6.“改变DAC输出电平”1612—改变生成校准波形中所使用的DAC 输出电平，从而改变校准波形的幅度。

7.“改变为‘WAITING FOR STABLE WAVEFORM’状态”1614—将校准状态机的状态改变成“WAITING FOR STABLE WAVEFORM”状态。

8.“改变为‘FINISHING’状态”1616—将校准状态机的状态改变为“FINISHING”状态。

9.“继续常规的缓冲处理”1618—继续常规的缓冲处理（与校准无关）。

波形累积之后，需要分析波形中的失真以生成修正表。因为修正表的计算是处理器密集型的（processor-intensive），这些计算可在DSP上新的后台任务中完成（以比除内建“空闲”任务的其它任务更低的优先权）。该“ICALBG任务”（INL校准后台任务）处理校准波形，以生成修正表格（或其一部分），并且用于该波形的校准状态标记，如图17—ICALBG任务所示。注意，多阶段的校准在每个测量信道具有多个校准波形，分别对应于该测量信道的修正表格的一部分。

图17的说明—ICALBG任务：

1.“等待校准波形”1702—等到ICALBG任务已经接收要处理的校准波形。

2.“波形足够大？”1704—检查校准波形的幅度足以精确地计算所述修正表格的要求部分。为了使校准波形被当作“足够大”，其正的和负的峰值必须超过对应于待填充修正表格的最大要求点的正弦波的峰值。

3.“识别波形上升和下降的部分”1706—将在下面说明。

4.“求最佳拟合指数函数”1708—求该上升和下降校准波形的最佳拟合指数曲线，如下所说明的。

5.“是否求出最佳拟合函数？”1710—检查在求该最佳拟合指数函数时是否存在错误。也就是说，如果在基于RC衰减波形发生电路中使用的电阻和电容的组件公差所期望的‘q’极限之间‘q’无解，则考虑出错。

6.“计算波形失真”1712—基于实际采样值和最佳拟合指数曲线之间的差异，计算采样波形中的失真，如下面所说明的。

7.“计算修正表格的要求部分”1714—将失真应用于模拟正弦波以填入修正表格的要求部分中，如下所说明的。

8.“修正量是否在界限内？”1716—检查在修正表格内的值是否在界限内。在一个实施例中，针对每一个修正因子施加单位的界限+/-3.2767%，这与被用于存储修正因子的比特数相关。

9.“设置校准状态:=EEROR”1718—将校准状态标记设置为适当的误差。

10.“设置校准状态:=SUCCESS”1720—将校准状态标记设置为表示成功完成。

在所说明的实现中，用于这些背景计算的源计算机程序代码包含在单独的源代码文件中。

该文件包含识别校准波形的上升和下降部分的函数。波形的上升部分的开始在第一采样索引（sample index）‘i’处（考虑包络），其满足calSample[i+1]-calSample[i]>5，和calSample[i+2]-calSample[i+1]>5。简单地，波形的下降部分的开始在第一采样指数‘i’处（考虑包络），其满足calSample[i+1]-calSample[i]<-5，以及calSample[i+2]-calSample[i+1]<-5。

为分析波形失真，应确定无失真的波形。为了这一点，求该校准波形的上升和下降部分的指数函数的最佳拟合对。

目前对于求数据点集合的最佳拟合一般指数曲线可能还没有已经可用的公式或方法；现有的方法是假设渐近线等于零，并且此外，在y-值的对数上，而不是实际的y-值上进行最佳拟合，但在实际的y-值上进行最佳拟合才是这里所需要的。但是，最小二乘方最佳拟合分析的基本原理可被用于，在x值间隔相等（关于本公开的实现中，取样之间的时间为常数）的情况下，在数字上解出结果等式。在一个实现中，最佳拟合指数曲线的推导如下：

函数：

f_r(i)=y_r+m_rqⁱ，i=0，1，2，…，N_r-1

f_f(j)=y_f+m_fq^j，j=0，1，2，…,N_f-1

描述了共享同一基准q的两个指数曲线上的点。

概念上，这些可被看作在共享同一RC时间常数τ=RC的“上升”和“下降”RC衰减曲线上的电压采样，其中这些点是在样本之间以t_s秒的恒定速率采样到的，并且：

i,j=分别为上升和下降衰减曲线的采样索引。

N_r,N_f=分别为上升和下降衰减曲线上的采样点的个数。

q = e^{- t_{s} / τ}

y_r=随着时间趋近于无穷大，上升RC衰减曲线接近的渐近电压。

y_f=随着时间趋近于无穷大，下降RC衰减曲线接近的渐近电压。

m_r=缩放因子，取决于上升的RC衰减曲线的初始条件f_r(0)。

m_f=缩放因子，取决于下降的RC衰减曲线的初始条件f_f(0)。

使得

Y_r(i)，i=0，1，2，…，N_r-1

Y_f(i)，i=0，1，2，…，N_f-1

分别为上升和下降RC衰减曲线的实际测量采样值。因此这些采样的值包括由测量电路所引入的失真。则其可示出函数f_r(i)和f_f(j)，其“最佳拟合”采样值（即，使函数和采样值之间的总方差最小）是通过非零q给出的，其满足：

m_{r} ((\frac{q}{q - 1}) (q^{N_{r} - 1} - Q_{n, r}) (N_{r} y_{r}) + (\frac{q^{2}}{q^{2} - 1}) (q^{{2 N}_{r} - 2} - Q_{n, r} Q_{p, r}) (N_{r} m_{r})

- Σ_{i = 0}^{N_{r} - 1} i q^{i} Y_{r} (i)) +

m_{f} ((\frac{q}{q - 1}) (q^{N_{f} - 1} - Q_{n, f}) (N_{f} y_{f}) + (\frac{q^{2}}{q^{2} - 1}) (q^{{2 N}_{f} - 2} - Q_{n, f} Q_{p, f}) (N_{f} m_{f})

- Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} i q^{i} Y_{f} (i)) = 0

where

Q_{n, r} = \frac{1}{N_{r}} (\frac{q^{N_{r}} - 1}{q - 1}),

Q_{p, r} = \frac{q^{N_{r}} + 1}{q + 1},

Q_{n, f} = \frac{1}{N_{f}} (\frac{q^{N_{f}} - 1}{q - 1}),

Q_{p, f} = \frac{q^{N_{f}} + 1}{q + 1},

y_{r} = \frac{1}{N_{r}} (\frac{Σ_{i = 0}^{N_{r} - 1} Y_{r} (i) Q_{p, r} - Σ_{i = 0}^{N_{r} - 1} q^{i} Y_{r} (i)}{Q_{p, r} - Q_{n, r}}),

m_{r} = - \frac{1}{N_{r}} (\frac{Σ_{i = 0}^{N_{r} - 1} Y_{r} (i) Q_{n, r} - Σ_{i = 0}^{N_{r} - 1} q^{i} Y_{r} (i)}{Q_{n, r} (Q_{p, r} - Q_{n, r})}),

y_{f} = \frac{1}{N_{f}} (\frac{Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} Y_{f} (i) Q_{p, f} - Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} q^{i} Y_{f} (i)}{Q_{p, f} - Q_{n, f}}),

m_{f} = - \frac{1}{N_{f}} (\frac{Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} Y_{f} (i) Q_{n, f} - Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} q^{i} Y_{f} (i)}{Q_{n, f} (Q_{p, f} - Q_{n, f})}) .

注意，仅上升和下降波形的一部分可被用于计算最佳拟合指数曲线，这是因为在较高幅度上大量非线性（主要由于滤波器和运算放大器的非线性）产生更差的结果。（见图2示出INL对I10的采样值）。

而且，在求修正最佳拟合指数函数时，波形的上升和下降部分可同时被考虑；这是由于迟滞效果导致了校准波形的上升和下降部分使其展示出根据其被采样的时间的不同的INL（再见图2示出的INL对I10上的采样值）。仅使用校准波形的上升/下降部分通常可导致对指数函数的较差估计（即，其不可足够好地预计所测量的精确度曲线）。为了解决这个问题，求出指数函数的最佳拟合对（一个上升、一个下降），其共享共同的‘q’（‘q’必须是相同的，这是因为其基于校准波形的RC时间常数）。参考以上所示出的偏差。

可以数值解法求‘q’的值。本公开的实现使用Brent方法，这是因为其快速并且保证了收敛。Brent方法是求根算法，其结合了根分类（root bracketing）、二分法和逆二次插值。将体会到的是，可存在同样可使用的其它方法。

在所描述的实现中，实现了求最佳拟合指数曲线的计算机程序函数，并且该计算机程序函数包括用于估计其根‘q’为以上所需的最佳拟合值的导数的函数，以及为鲁棒数值求根函数（在新的源文件中），基于Brent方法（见http://en.wikipedia.org/wiki/Brent′s_method），具有对数值稳定性和收敛速度的修改。

一旦计算出最佳拟合指数曲线，可按照INL(y_bestfit(t))=y_sampled(t)-y_bestfit(t)来容易地计算出采样波形中的失真。图2中所示出的是典型波形中所见的失真。注意以下：

(a)Blue(202)=来自校准波形上升部分的INL

(b)Pink(204)=来自校准波形下降部分的INL

(c)图形中间（粗体）区域(206)从-12288至+12288区域是用于求最佳拟合指数曲线的部分。

(d)“尖峰”位于～14500ADC计数是轨到轨（rail-to-rail）输入运算放大器的特征。本公开处理故意在最佳拟合指数曲线的计算的尖峰之前停止。

(e)不连续性（例如，在0处）为本文所说明的实现中所使用的TI ADS8365ADC的特征。

(f)在极端采样值处的较大的INL被猜想是由滤波器导致的，或者可能是电压跟随运算放大器导致的。（在I1_BIAS信号上的等同分析确认ADC在ADC整个范围内相对平坦）。

在所说明的实现中，实现了计算机程序代码函数，其计算INL表格，即将y_bestfit(t)映射到INL(y_bestfit(t))的点的阵列。计算校准波形的上升和下降部分的分别的表格。

一旦计算出上升和下降INL表格，填入修正表格的每一个点。针对给定的修正表格点，给出RMS=A/sqrt(2)，执行以下步骤：

1.将来自INL表格的INL应用到模拟N-点正弦电流波形（在INL表格的点之间使用线性插值）。

2.以单位功率因子，使用以上失真电流波形和无失真电压波形，计算结果kW。

3.按以下这样计算该点的修正因子：

correctionFactor=kwOriginal/kwDistorted

注意以上步骤是概念性的步骤；实际实现使用优化：

{correctionFactor}_{kW, kVAR} = \frac{1}{1 + \frac{2}{N * A} Σ_{\underset{half - \cos inewave}{c = pointfrom}} ({inl}_{ri \sin g} (c) + {inl}_{falling} (c)) * c}

在所说明的实现中，实现了以下计算机程序代码函数：

填充单个修正表格的函数；以及

针对单个点执行以上计算的函数。

如果做出一些合理近似，前述kW修正因子还可被用于RMS的修正。基于同一INL数据的kW修正表格和真实RMS修正表格之间的最高差异被观察为微小的3ppm，从4mA到满量程一直是这样（即，正好超过精确度通常所需的范围）。

对kW和kVAR的额外调整可以非单位功率因子施加。该调整的值等于：

{PF}_{adj} = \frac{2}{N * A} Σ ({inl}_{falling} (c) - {inl}_{ri \sin g} (c)) * s

s = \sin (\frac{2 π (i + 0.5)}{N}),

c = \cos (\frac{2 π (i + 0.5)}{N}),

i = 0 . . \frac{N - 1}{2}

并且对于kW和kVAR的经调节的修正因子变成：

{correctionFactor}_{kW PF} = {correctionFactor}_{kW, kVAR} &PlusMinus; \frac{kVar}{kW} * {PF}_{adj}

{correctionFactor}_{kVAR PF} = {correctionFactor}_{kW, kVAR} &PlusMinus; \frac{kW}{kVAR} * {PF}_{adj}

注意，按以上所计算的实际调节将非常小（并且在上升和下降INL相同时等于0）。在实现时，在采样计量表中，这些调节全部可以忽略不计（在0.5PF对于kW，<30ppm=0.003%），因此，不必实现该修正。

每一个修正表格可包含181个修正点（大尺寸主要是为了在IxN增益级的低端处适应足够的分辨率）。奇数尺寸使得值可以由未校准的RMS值通过使用2的幂的除法器查找到，以使处理高效。

用于给定未校准RMS值‘U’的INL修正因子‘K’是通过使用该测量信道修正表格的线性插值来查找的。该修正的RMS值则由K*U给出。

为修正未校准的kW和kVAR测量，未校准值被乘以两个独立的修正因子，一个用于RMS电压，另一个用于RMS电流。

在理想情况下，用于校准信道非线性特性的源波形本身将具有零本征（zero intrinsic）非线性特性。现实中，通常不是这样。图18中所示出的是用于生成图2的校准波形的非线性特性。（注意在该图中所示出的失真似乎是由运算放大器中非常小量的交叉失真导致的）。

图2和图18的对比显示在为该信道计算的INL中校准波形本身的非线性特性非常突出。为规避这一问题，可考虑以下选择：

(a)使用不同的运算放大器。这并不是最佳的，选定当前所使用的运算放大器的类型是因为其在电路的剩余部分中良好的性能（低噪音、低总谐波失真（“THD”）、高带宽、低偏移电压、低功率、高输出驱动、轨到轨输入和输出，等）。

(b)在空闲ADC信道上测量校准波形本身，并在进行进一步计算之前将其移除。不幸的是，这将涉及使用3个空闲ADC信道（这可能不可用），或使用昂贵的模拟复用器。而且，波形累积代码将必须一次累积6个信道（3个电流信道+3个校准波形），这可能使具有当前设计的DSP处理器过载。

(c)进行多阶段校准。这是在本公开的实现中所使用的方法，并在下面进一步说明。

为解决在校准波形的中心附近存在非线性特性（见图18），可分析这种非线性特性对于预测精确度/修正表格的影响。事实证明，对于较大电流，接近波形的中心（即，低绝对采样值）的INL误差的影响是微不足道的。这造成直觉，即高绝对采样值对用于RMS和功率计算的平方和以及点积贡献最大。

而且，当校准波形幅度降低时，交叉失真的量明显减少，如图19所见，此时，剩余INL由用于采样该波形的ADC的INL占主导地位。

这表明多阶段INL校准是成功的：第一阶段将产生大校准波形并被用于填充“更大”电流值的修正表格。第二阶段将产生较小的校准波形并填入“更小”电流值。

实验表明，2阶段校准为IxO产生很好的精确度，并且对于IxN单校准阶段就是足够的（虽然为了在低端更快的收敛以及更好的重复性可应用2-或甚至3-阶段方案）。

如已经提及的，需要在许多周期上对校准波形进行平均，以获得足够的分辨率来精确预计%误差。对校准收敛准则的确定（即，必须累积多长的校准波形）如下。采样噪声如何影响估计%的统计分析产生以下结果（采用适当假设）：

σ{point}=√12*RMS*σ{%Err}

其中，σ{point}=在RMS校准中所使用的每一个点值的标准偏差（假设所有点的stdev相等）

√12=缩放因子，假设12-点RMS，当模拟10mA正弦输入波形时，有12个点为来自校准波形的可用点的个数。

RMS=信号的RMS，其%误差预计为：

σ{%Err}=预计%误差的标准偏差；

在校准过程中，在多个波形周期内测量时，跟踪校准波形每一个样本的标准偏差σ{sample}。在波形的‘n’周期内平均样本值，提供：

将σ{point}=σ{sample}/√n

用在以上等式中。

因此，对于给定的目标σ{%Err}，针对每一个样本可应用以下收敛准则：

σ{sample}/√n mustbe<√12*RMSmin(sample)*σ{%Err}

其中

RMSmin(sample)=使用该样本的最小RMS值。即，

RMSmin(sample)=|sample-DCofRms|/sqrt(2)

或者=需要解决的最小RMS，以较大者为准。

对于所说明的实施例，两个分别的σ{%Err}目标可采用：

σ{%Err}=0.1%/6，下至25mA，和

σ{%Err}=0.2%/6，下至10mA，

并且，为了考虑已经收敛的波形，校准波形的每一个点必须满足两个σ{%Err}目标。

以上收敛准则使得INL校准重复6-sigma过程。实际中，所观察到的σ{%Err}比以上所预计的严格得多，这主要归因于以下两个因素：

(1)大多数RMS可将校准波形的12个以上的样本用于RMS计算，使得√12因子成为不切实际的最坏情况；和

(2)在各样本之间样本噪声通常是相关的（例如，定时抖动以及慢DAC运动都将影响同一方向上的每一个样本），而以上分析假设了每一个样本上不相关的AWGN噪声的最坏情况。

然而，可使用上述收敛准则，因为其代表非常保守的最坏情况，并不产生过长的校准时间。

关于可在所说明的实现的操作过程中出现的误差，所有以下误差条件都可导致校准失败：

1.ICAL_ERROR_USER_ABORT：用户中止校准；

2.ICAL_ERROR_CALIBRATION_TIMEOUT：校准波形没有收敛；

3.ICAL_ERROR_WAVEFORM_TOO_SMALL：校准波形不跨越在给定阶段要填充的修正表格全部范围；

4.ICAL_ERROR_BAD_WAVEFORM：无法为波形求出最佳拟合指数方程；

5.ICAL_ERROR_CORRECTION_TOO_LARGE：计算出的修正表格中的值太大；

6.ICAL_ERROR_PACKET_COUNT_MISMATCH：发生通讯错误；

7.ICAL_ERROR_WAITING_TO_START（+偏移）：偏移指示哪个错误发生，阻止了校准开始（DCO不能设置；外部信号存在/太多噪声；和/或PQ任务不能停止）；以及

8.ICAL_ERROR_UNKNOWN_STATE：校准状态机遇到一个未知的状态。

在所说明的实现的计算机程序代码中，这些条件以C枚举类型进行枚举（其还包括ICAL_IN_PROGRESS和ICAL_SUCCESS作为另外两个枚举）。

在INL校准过程中，按要求输出状态消息。在常规计量表操作中，如上所说明的，将通过适当的修正因子调整读数。

本公开的实现为工厂使用提供了校准接口，其包括以下功能：

1.启动INL校准；

2.中止INL校准；

3.显示最后的INL校准的结果；

4.显示/改变校准参数；

5.显示所有INL校准表；

6.清除选择的INL校准表；

7.经由所提供的参数的线性插值写INL校准表的一部分[将被用于编程电压表]；

8.从闪存（重新）加载INL校准表。（用于例如在失败校准之后使用）；

9.将INL校准表保存到闪存。（用于例如在成功校准之后使用）。

根据所需可实现供开发人员使用的其它命令，该其它命令与实现有关。

在完成校准尝试时，所说明的实现输出指示INL校准尝试完成以及其总体状态的消息。

成功的INL校准，以及对修正表的其它修改将在事件日志中有所记录。

修正表的阵列可被存储在闪存中。每一个修正值可被存储成每百万个偏移16-bit有符号整数部分。注意，这将所有独立修正量的量限制在+/-32767ppm，即，3.2767%，其被认为对于本设计来说是足够的。所有高于此的计算量将导致校准错误。

上电时，可从闪存中的表计算出修正表的工作副本。为了速度，这些工作副本将使用‘浮点’乘法器，而不是PPM调整。

在所说明的实现中，在计算机程序代码中实现功能以查找并内插修正因子。

虽然本公开实施例涉及电表，但是将体会到的是，本公开校准机制可适用于实现电力计量或测量功能的任意智能电子装置，包括可编程逻辑控制器、中继器、电路监控器，等。

如所讨论的，本公开实施例可一般地在被存储在内存中并可由电表的处理器执行的计算机软件中实现。备选地或此外，专用硬件实现，诸如特殊应用集成电路、可编程逻辑阵列和其它硬件装置，可被构造成实现本文中所说明的方法中的一个或多个。可包括不同实施例中的设施和***的应用可广泛包括各种电子和计算机***。本文中所说明的一个或多个实施例可使用两个或多个特定互连的硬件模块或装置以及在模块之间和通过这些模块通信的相关的控制和数据信号，或作为特殊应用机场电路的部分，实现功能。据此，本***可包含软件、固件和硬件实现。

虽然说明了可参考特定标准和协议在特定实施例中实现的组件和功能，但是这些组件和功能并不限于这样的标准和协议。这样的标准周期性地被更快或更有效的具有基本相同功能的等价物取代。据此，如在本文中公开的具有相同或相似功能的替代标准和协议被认为是其等价物。

本文所说明的示例旨在提供对不同实施例的结构的一般理解。这些示例并不意图起到完全说明利用本文所说明的结构或方法的设备、处理器，和***中所有元件和特征的作用。回顾本揭示内容，对于那些本领域技术人员来说，许多其它实施例可以是显而易见的。从本揭示内容可利用并推导出其它实施例，使得作出结构的和逻辑的替换和改变，而不背离本揭示内容的范围。据此，这些示例仅是代表性的，并不必按比例描绘。这些示例中的特定比例可被扩大，同时其它比例可被最小化。据此，被揭示内容和附图可被视为说明性的而不是限制性的。

虽然本文中已经示出并说明了特定实施例，应该体会到的是，被设计成获得相同的或相似目的的所有后续布置可代替所示出的特定的实施例。本揭示内容意图覆盖任意的和所有的后续各种实施例的修改或改变。那些本领域技术人员在回顾本说明书的基础上，以上实施例的组合，以及特定地在本文中所说明的其它实施例，可以是显而易见的。

摘要提供了对其将不被用于直译或限制权力要求书的范围或意义的理解。此外，在前述详细说明中，为了将所揭示内容连接起来的目的，不同特征可被分组在一起说明或在单个实施例中说明。本揭示内容并不被直译成反映出所要求的实施例需要比每一个权利要求中表达性地叙述的更多的特征的意图。而是，如所附的权利要求书所反映出的，发明主题可指向比本公开实施例中任意的所有特征更少。因此，所附权利要求结合在纤细说明中，每一个权利要求定义出其本身单独要求权利的主题。

以上所公开的主题被认为是说明性的，并不构成限制性，并且所附权利要求书意图覆盖所有这样的修改、改进，和其它实施例，其落入本说明书的真实的精神和范围内。因此，为获得最大程度的法律保护，可通过随附权利要求及其等价物的最宽的许可***范围确定范围，而不应受到前述详细说明的限制或局限。

Claims

1.一种可操作以监控电能量的智能电子装置，所述智能电子装置包括：

机壳；

模数转换器，其被置于所述机壳中并与至少一个传感器耦接，所述至少一个传感器可操作以感应一个或多个导体中的电能量和输出指示所述电能量的相应的电信号，所述模数转换器可操作以将所述至少一个传感器输出的所述电信号转换成至少一个相应的数字信号；

波形发生器，其被置于所述机壳内，并可操作以生成波形，所述模数转换器进一步与所述波形发生器耦接，以接收输入波形，以及

处理器，其被置于所述机壳内并与所述模数转换器耦接，并可操作以导致所述模数转换器将所述波形转换成至少一个相应的数字信号，所述处理器可进一步操作以分析所述至少一个数字信号，以识别出其中的至少一个非线性特性，并且，基于此生成补偿数据，该补偿数据适用于导致所述处理器补偿在将来自所述至少一个传感器的所述电信号转换成所述至少一个相应的数字信号的转换中被识别的非线性特性。

2.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述处理器可进一步操作以，基于所述补偿数据，补偿在将来自所述至少一个传感器的所述电信号转换成所述至少一个相应的数字信号的所述转换中的所述至少一个被识别的非线性特性。

3.如权利要求1或2所述的智能电子装置，其中，所述至少一个传感器包括电流传感器、电压传感器，或其组合中的一种。

4.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形包括阻容衰减波、正弦波、斜波或锯齿波中的一种。

5.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形包括基本上在所述智能电子装置的特定精确度范围中随时间大体上改变的幅度。

6.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形发生器可进一步操作以生成跨所述智能电子装置的测量范围的多个波形。

7.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形发生器包括RC衰减发生器。

8.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述处理器可进一步操作以计算对应于所述波形的所述至少一个数字信号的失真，并且针对在定义范围内分别具有不同幅度的模拟正弦波的集合，将所述计算出的失真施加到所述模拟正弦波形中的每一个，并基于此计算至少一个修正因子，用于在随后由所述处理器应用到由所述模数转换器转换的所述至少一个相应的数字信号。

9.如权利要求8所述的智能电子装置，其中，所述处理器可进一步操作以通过使用所述波形的最佳拟合曲线估计来计算所述失真。

10.如权利要求9所述的智能电子装置，其中，所述估计是基于最小二乘方拟合的。

11.如权利要求8所述的智能电子装置，其中，所述处理器可进一步操作以通过将所述计算出的失真应用于模拟正弦波形“A”、计算失真模拟正弦波形“B”与无失真模拟正弦波形“C”的点积来计算所述至少一个修正因子，所述修正因子为所述无失真点积A·C和所述失真点积B·C的函数。

12.如权利要求8所述的智能电子装置，其中，所述处理器可进一步操作以通过将所述计算出的失真应用到模拟正弦波形、计算所述失真的模拟正弦波形的均方根值(“RMS”)来计算所述至少一个修正因子，所述至少一个修正因子为无失真模拟正弦波形的RMS以及所述失真模拟正弦波形的RMS的函数。

13.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形转换到至少一个相应的数字信号的所述转换进一步包括计算在一段时间中的所述波形的一个或多个周期的平均，该段时间足够长使得经平均的波形中每一个样本的标准偏差小于包含那个样本的模拟正弦波形的缩放的RMS，乘以缩放的目标容许误差。

14.如权利要求1所述的智能电子装置，其中，所述波形包括足够的周期，以修正小于所述模数转换器的一个最低有效位的失真。

15.一种校准可操作以监控电能量的智能电子装置的方法，所述智能电子装置包括机壳和被置于所述机壳内并与至少一个传感器耦接的模数转换器，所述至少一个传感器可操作以感应一个或多个导体中的电能量并输出指示该电能量的相应的电信号，所述模数转换器可操作以将由所述至少一个传感器输出的所述电信号转换成至少一个相应的数字信号，所述方法包括：

在所述机壳内生成校准波形；

通过所述模数转换器将所述校准波形转换成至少一个相应的校准数字信号；以及

分析所述至少一个校准数字信号以识别其中的至少一个非线性特性，并且基于此，生成补偿数据，该补偿数据可用于补偿在将来自所述至少一个传感器的所述电信号转换成所述至少一个相应的数字信号的转换中的被识别的非线性特性。

16.如权利要求15所述的方法，进一步包括，基于所述补偿数据，补偿在将来自所述至少一个传感器的所述电信号转换成所述至少一个相应的数字信号的转换中的所述至少一个被识别的非线性特性。

17.如权利要求15或16所述的方法，其中，所述至少一个传感器包括电流传感器、电压传感器或其组合中的一种。

18.如权利要求15所述的方法，其中，所述校准波形包括阻容延迟波、正弦波、斜波或锯齿波中的一种。

19.如权利要求15所述的方法，其中，所述校准波形包括基本上在所述智能电子装置的特定精确度范围中随时间大体上改变的幅度。

20.如权利要求15所述的方法，其中，所述生成进一步包括生成跨所述智能电子装置的测量范围的多个校准波形。

21.如权利要求15所述的方法，其中，所述生成进一步包括，使用RC衰减发生器生成所述校准波形。

22.如权利要求15所述的方法，其中，所述补偿数据的生成进一步包括计算对应于所述校准波形的所述至少一个校准数字信号的失真，并且针对在定义范围内分别具有不同幅度的模拟正弦波的集合，将所述计算出的失真施加到所述模拟正弦波中的每一个，并基于此计算至少一个修正因子，用于在随后应用到由所述模数转换器转换的所述至少一个数字信号。

23.如权利要求22所述的方法，其中，所述计算失真进一步包括使用校准波形的最佳拟合曲线估计。

24.如权利要求23所述的方法，其中，所述估计是基于最小二乘方拟合的。

25.如权利要求22所述的方法，其中，所述至少一个修正因子的计算进一步包括将计算出的失真施加到模拟正弦波形“A”、计算所述失真模拟正弦波形“B”与无失真模拟正弦波形“C”的点积，所述修正因子为无失真点积A·C和失真点积B·C的函数。

26.如权利要求22所述的方法，其中，所述至少一个修正因子的计算进一步包括将计算的失真应用于模拟正弦波形、计算所述失真模拟正弦波形的均方根值(“RMS”)，所述至少一个修正因子为无失真模拟正弦波形的RMS和所述失真模拟正弦波形的RMS的函数。

27.如权利要求15所述的方法，其中，所述转换进一步包括计算在一段时间内的所述校准波形的一个或多个周期的平均，该段时间足够长，使得所述平均波形中的每一个样本的标准偏差小于包含那个样本的模拟正弦波形的缩放RMS，乘以缩放目标容许误差。

28.如权利要求15所述的方法，其中，所述校准波形包括足够的周期，以修正小于所述模数转换器的一个最低有效位的失真。

29.一种可操作以监控电能量的智能电子装置，所述智能电子装置包括：

电路板；

模数转换器，其被置于所述电路板上并与至少一个传感器耦接，所述至少一个传感器可***作以感应一个或多个导体中的电能量，并输出指示该电能量的相应的电信号，所述模数转换器可操作以将由所述至少一个传感器输出的电信号转换成至少一个相应的数字信号；

生成波形的装置，其被置于所述电路板上，所述模数转换器进一步与所述生成波形的装置耦接，以接收来自其的输入；以及

装置，用于导致所述模数转换器将所述波形转换成至少一个相应的数字信号、分析所述至少一个数字信号以识别其中的至少一个非线性特性，并基于此，生成补偿数据，该补偿数据可用于补偿在将来自所述至少一个传感器的电信号转换成所述至少一个相应的数字信号的所述转换中被识别的非线性特性。

30.一种可操作以监控电能量的电力监控设备，所述设备包括：

电路板装置，其被配置成被封装在电力计量表的外壳内；

校准波形发生电路，其被设置在所述电路板装置上并提供校准波形；

模数转换器(ADC)，其被设置在所述电路板装置上，并被配置成与至少一个传感器耦接，所述传感器可操作以感应一个或多个导体中的电能量，并输出相应的电传感器信号，所述ADC可操作以将所述电传感器信号转换成相应的数字传感器信号，所述ADC进一步耦接至所述校准波形发生器电路，并可操作以将所述校准波形转换成相应的数字校准信号；以及

处理器，其被设置在所述电路板装置上，并被耦接至所述ADC，所述处理器被配置成可操作以分析所述数字校准信号，以识别其中的非线性特性，并基于此，生成补偿数据，该补偿数据可被所述处理器用于补偿在将所述电传感器信号转换成所述相应的数字传感器信号的转换过程中被识别的非线性特性。

31.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述传感器包括电流传感器、电压传感器或其组合中的一种。

32.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述校准波形包括阻容衰减波、正弦波、斜波、锯齿波或其组合中的一种。

33.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述校准波形包括在基本上跨所述电力监控设备的特定精确度范围的时间上随时间大体上改变的幅度。

34.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述校准波形发生器可进一步操作以生成跨所述电力监控设备的测量范围的多个校准波形。

35.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述校准波形发生器包括RC衰减发生器。

36.如权利要求30所述的电力监控设备，其中，所述处理器可进一步操作以计算对应于所述校准波形的所述至少一个数字信号中的失真，并且针对在定义范围内分别具有不同幅度的模拟正弦波的集合，将计算出的失真施加到所述模拟正弦波的每一个，并基于此计算至少一个修正因子，用于在后续由所述处理器应用到由所述模数转换器转换的所述至少一个相应的数字信号。