CN1034149C - 变换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

脉宽调制控制型变换器的控制装置，该装置包括产生变换器输出基准值的基准发生器，检测变换器输出电压或电流的检测器，以产生输出信号，产生基准值和输出信号之差的比较器和为接收输出信号和作为其输入信号的差值之一而连接的高次谐波消除电路，用以产生预定频率的余、正弦分量瞬时值，为接收差值，基准值和瞬时值而连接的调制因数发生电路，以及根据调制因数产生加到变换器以控制其输出的脉宽调制信号的选通控制电路。

Description

变换器的控制装置

本发明涉及用于将直流DC功率变换成交流AC功率的变换器，更具体地涉及控制(例如)在不间断电源中所用的这种变换器的输出电压或电流的控制装置。

图8是表示一种变换器传统控制装置的结构方块图。在图8中，1是诸如电池之类的DC电源，2是由IGBT之类的半导体开关装置构成的变换器，3是一台逆变器，4是滤波电容器和5是负载，6是为变换器2产生输出电压基准Vref的电压基准发生器，7是比较器，该比较器产生由电压检测器40A检测的变换器2的输出电压和输出电压基准Vref之差值d1，而8是由一比例控制器或积分控制器或其组合构成的控制器，并基于差值d1为控制变换器2的输出电压而产生一信号。图9示出控制器8的电路结构的一个实例，其中OP1是运算放大器，R1和R2是电阻而C1为电容器。在该例中，控制器8由比例控制器和积分控制器组合构成。9是加法器，用于将控制器8的输出信号与输出电压基准Vref相加而为变换器2产生一调制因数。10为载波发生器，为变换器2的脉宽调制(此后称为PWM)控制确定脉冲宽度。11是选通信号发生器，根据所述载波和调制因数产生PWM选通信号，以驱动变换器2。

如上所述，控制装置是基于众所周知的PWM控制方法而构成的，故可省略对每个元件结构的详细描述。

下面将描述图8所示控制装置的操作。变换器2的输出电压在比较器7中同电压基准发生器6的输出电压基准Vref相比较，以产生这两电压之差值d1。根据差值d1计算的控制器8之输出信号同输出电压基准Vref在加法器9内相加，以产生变换器2的调制因数。

在选通信号发生器11中，调制因数与载波发生器10的输出相比较，以产生用于变换器2的PWM选通信号。变换器2被PWM选通信号驱动，从而将变换器2的输出电压波形控制成正弦波。

就上述根据传统控制装置的电压控制而言，存在的问题是由于控制器8的响应速度不高，故在变换器2的输出电压中往往会产生较高次谐波。特别是在负载5是诸如整流器之类的非线性式的负载情况下，这种谐波分量是很大的，因此，有时会导致负载5的不正确运行或负载5不能稳定地运行。

因此，本发明的一个目的是提供一种能向负载供以谐波分量小的电压的变换器控制装置。

本发明另一目的是提供一种能向负载供以谐波分量小的电流变换器控制装置。

本发明的这些和其他目的可通过对脉冲宽度调制控制型的变换器设置一控制装置来达到。该控制装置包括基准发生器，用以对变换器的输出产生一基准值，检测器，用以检测变换器输出的输出电压或电流，以产生输出信号。控制装置还包括比较器，用于产生基准值与输出信号之差值，以及高次谐波消除电路，该电路为接收输出信号与差值之一作为其输入信号而连接，用以产生一预定频率的余弦和正弦分量的瞬时值。该控制装置还包括为接收差值，基准值和瞬时值而连接的调制因数发生电路，用以产生调制因数以及一个选通控制电路，用以根据调制因数产生脉冲宽度调制信号。该脉宽调制信号被加到变换器，以控制该变换器的输出。

一般说来，任何周期函数f(X)能展开成如下列方程(1)所示的富里叶级数。 $f\left(x\right)=\frac{A0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{An}\cos \left(\mathrm{nx}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bn}\sin \left(\mathrm{nx}\right)...\left(1\right)$

因此，当将变换器2的输出电压设定为V(t)该输出电压的基波角频率设为ω时，可用如下方程(2)的富利叶级数来表达输出电压V(t) $V\left(t\right)=\frac{A_0}{2}+$ $\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{An}\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bn}\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)...\left(2\right)$

其次，下列方程对任何自然数n和m均成立： ${\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\cos \left(\mathrm{n\θ}\right)\cos \left(\mathrm{m\θ}\right)\mathrm{d\θ}=\left[\begin{array}{c}0(n\≠m)\\ 1/2(n=m)\end{array}\right....\left(3\right)$ ${\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)\sin \left(\mathrm{m\θ}\right)\mathrm{d\θ}=\left[\begin{array}{c}0(n\≠m)\\ 1/2(n=m)\end{array}\right....\left(4\right)$ ${\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)\cos \left(\mathrm{m\θ}\right)\mathrm{d\θ}=0...\left(5\right)$

根据方程(3)，(4)和(5)，经将变换器2的输出电压V(t)乘以COS(mωt)和Sin(mωt)并在时间间隔[T，T＋2π/ω]期间对该乘积进行积分，便得到下列方式(6)和(7)，上述时间间隔即分别是输出电压基波的一个周期，其中T是任意时间。 ${\∫}_T^{T+2\mathrm{\π}/\mathrm{\ω}}V\left(t\right)\cos \left(\mathrm{m\ωt}\right)\mathrm{dt}=\frac{\mathrm{Am}}{2}...\left(6\right)$ ${\∫}_T^{T+2\mathrm{\π}/\mathrm{\ω}}V\left(t\right)\sin \left(\mathrm{m\ωt}\right)\mathrm{dt}=\frac{\mathrm{Bm}}{2}...\left(7\right)$

也就是说，输出电压v(t)乘以特定频率的余弦函数和正弦函数的乘积是通过一项积分运算完成的，结果是分别获得如方程(6)和(7)所表达的包含在输出电压V(t)中特定频率分量的余弦分量和正弦分量的幅值。

上述原理也适用于变换器的输出电流I(t)，此处I(t)也是周期性函数。

本发明就是利用上述原理构成。

通过参考以下结合附图的详细说明将易于获得对本发明的全面理解及了解到其许多附带优点，附图中：

图1是表示根据本发明第一实施例的变换器控制装置方块图；

图2是表示图1中控制器14a和14b电路结构一实例的方块图；

图3是表示根据本发明第二实施例变换器的控制装置方块图；

图4是表示根据本发明第三实施例变换器的控制装置方块图；

图5和6是用于解释本发明效果的曲线图；

图7是表示根据本发明第四实施例变换器的控制装置的方块图；

图8是表示传统的变换器控制装置的方块图；和

图9是表示图8中控制器8的电路结构一例的方块图。

现参考诸附图，其中几个视图中相同标号表示相同或相应部件，下面将描述本发明的诸实施例。

图1是表示根据本发明第一实施例的变换器控制装置的方块图。本实施例涉及消除输出电压中三次谐波电压的单相变换器的控制装置。

较高次谐波消除电路101是由第三次谐波发生器12，第三次计算单元12A和一加法器16构成。该三次计算单元12A是由乘法器13a和13b，控制器14a和14b，乘法器15a和15b构成。

三次谐波发生器12产生其频率为变换器2输出电压基波频率的三倍的三次谐波的余弦信号和正弦信号。乘法器13a和13b将比较器7的输出差值d1分别乘以余弦信号和正弦信号。控制器14a和14b分别由积分控制器构成。控制器14a和14b的电路结构实例示于图2，其中OP2是一运算放大器，C2是电容器和R3为电阻。在此情况下，控制器14a和14b的增益KI(KI＝1/C2.Ri)设定为2。

乘法器15a和15b将控制器14a和14b的输出，余弦分量和正弦分量的幅值再乘以余弦信号和正弦信号并产生余弦和正弦分量的瞬时值。加法器将乘法器15a和15b的输出相加。

加法器17将控制器8和加法器16的输出相加，并将由此产生的和值加到加法器9。

下一步，描述图1所示控制装置的操作。乘法器13a和13b将比较器7输出的差值d1分别乘以由三次谐波发生器12产生的三次谐波的余弦信号和正弦信号。由此产生的积在控制器14a和14b中被转换，其结果是分别产生变换器2的输出电压的仅仅三次谐波电压的余弦分量幅值和正弦分量幅值。乘法器15a和15b将仅有的三次谐波电压的余弦和正弦分量幅值再次乘以余弦和正弦信号，其结果是分别得到仅仅三次谐波电压的余弦和正弦分量的瞬时值。

在加法器16中，仅仅三次谐波电压的余弦和正弦分量瞬时值被相加，加法器16的合成值在加法器17中与控制器8的输出相加。进一步，加法器17的输出与电压基准发生器6的输出电压基准Vref相加，结果产生调制因数。

调制因数与载波发生器10的输出在选通信号发生器11中进行比较，以产生用于变换器2的PWM选通信号。变换器2由PWM选通信号驱动，结果使来自变换器2的输出电压的三次谐波电压被消除。也就是说，仅仅三次谐波电压的余弦和正弦分量的瞬时值是从变换器2的输出电压中取出，而变换器2是由被瞬时值补偿的PWM选通信号所驱动，其结果是消除了变换器2的输出电压的三次谐波电压。

在图1的实施例中，可用(例如)由Texas仪器公司制造的TMS320C26型数字信号处理器(DSP)构成电压基准发生器6，比较器7，控制器8，加法器9和17以及三次谐波消除电路101的组合结构。

图3是表示根据本发明第二实施例的变换器控制装置的方块图。本实施例也涉及用于消除输出电压中三次谐波电压的单相变换器的控制装置。

高次谐波消除电路102是由：三次谐波发生器12，包含乘法器13a和13b的计算单元12B，校正电路43A和43B，控制器14a和14b，乘法器15a和15b以及加法器16构成。

以下详述不同于图1所示元件的诸电路元件。

乘法器13a和13b直接接收由电压检测器40A检测的变换器2的输出电压，而不是比较器7的输出。乘法器13a和13b将变换器2的输出电压分别乘以余弦信号和正弦信号。校正电路43A和43B分别由比较器38a和38b及基准发生器39a和39b构成。乘法器13a和13b的乘积在比较器38a和38b中分别与基准发生器39a和39b的基准相比较，结果完成了校正，使校正电路43A和43B的输出分别与图1中乘法器13a和13b的输出相同。有关校正的细节后面要描述。校正电路43A和43B的输出分别加到控制器14a和14b。

下面，描述图3所示控制装置的操作。乘法器13a和13b将变换器2的输出电压分别乘以由三次谐波发生器12产生的余弦和正弦信号。由此产生的乘积在比较器38a和38b中分别与基准发生器39a和39b的输出相比较。

比较器38a和38b的比较结果在控制器14a和14b中被变换，结果是分别产生变换器2的输出电压的仅三次谐波电压的余弦和正弦分量幅值。乘法器15a和15b将该仅三次谐波电压的余弦和正弦分量幅值再乘以余弦和正弦信号，从而分别获得仅三次谐波电压的余弦和正弦分量的瞬时值。

本实施例的以下操作与图1所示操作相同故可省略对其的说明。结果，如图1实施例一样，从变换器2的输出电压中消除了三次谐波电压。

此后将描述基准发生器39a和39b的细节。当变换器2的输出电压V(t)如方程(2)表述时，基准发生器39a和39b通常产生分别作为其基准值的(1/2)×A3和(1/2)×B3。在比较器38a和38b中分别从乘法器13a和13b的输出中减去值(1/2)×A3和(1/2)×B3。该比较结果分别被加到控制器14a和14b，从而完成了校正。

在将变换器2用于需要恒定的电压输出控制的不间断电源中时，则基准发生器39a和39b分别产生作为其基准值的零伏电压。原因是变换器2的理想输出电压有零电压的高次谐波。

在变换器2用于有源滤波器的情况下，有意要从变换器2产生较高次谐波，此时基准发生器39a和39b分别产生是所需高次谐波幅度的1/2倍幅值的电压作为其基准值。

图4是表示用于根据本发明第三实施例的变换器的控制装置方块图。本实施例涉及不仅消除三次谐波分量还消除五次，七次、九次和十一次谐波分量的单相变换器的控制装置。

图4中，高次谐波消除电路103包括三次谐波发生器12和具有乘法器13a和13b的三次计算单元12A，控制器14a和14b以及与图1类似的乘法器15a和15b。高次谐波消除电路103还包括五次，七次，九次和十一次谐波发生器18，19，20和21，五次，七次，九次和十一次计算单元18A，19A，20A和21A以及加法器16A。

五次，七次，九次和十一次计算单元18A，19A，20A和21A分别包括乘法器13C和13d，13e和13f，13g和13h，13i和13j，控制器14C和14d，14e和14f，14g和14h，14i和14j以及乘法器15c和15d，15e和15f，15g和15h，15i和15j。五次，七次，九次和十一次谐波发生器18，19，20和21分别产生五次，七次，九次和十一次谐波的余弦信号和正弦信号。五次，七次，九次和十一次谐波发生器18，19，20和21的余弦信号分别被加到乘法器13C，13e，13g和13i的第一输入端和乘法器15C，15e，15g和15i的第一输入端。五次，七次，九次和十一次谐波发生器18，19，20和21的正弦信号分别被加到乘法器13d，13f，13h和13j的第一输入端和乘法器15d，15f，15h和15j的第一输入端，比较器7的输出差值d1被加到乘法器13c，13d，13e，13f，13g，13h，13i和13j的第二输入端。乘法器13c，13d，13e，13f，13g，13h，13i和13j的输出被分别加到控制器14c，14d，14e，14f，14g，14h，14i和14j的输入端。控制器14C，14d，14e，14f，14g，14h，14i和14j的输出分别被加到乘法器15c，15d，15e，15f，15g，15h，15i和15j的第二输入端。乘法器15c，15d，15e，15f，15g，15h，15i和15j的输出被加到加法器16A的输入端。加法器16A的输出被加到加法器17的一个输入端。

五次，七次，九次和十一次计算单元18A，19A，20A和21A的结构与三次计算单元12A的结构相同。乘法器13C，13d，13e，13f，13g，13h，13i和13j的结构与乘法器13a的结构相同。控制器14c，14d，14e，14f，14g，14h，14i和14j的结构均与控制器14a的结构相同。乘法器15c，15d，15e，15f，15g，15h，15i和15j的结构各与乘法器15a的结构相同。

下面描述图4所示控制装置的操作。与图1所示实施例一样乘法器15a和15b分别产生三次谐波电压的余弦和正弦分量的瞬时值。由于五次，七次，九次和十一次计算单元18A，19A，20A和21A的电路结构与三次计算单元12A的电路结构相同，乘法器15C，15d，15e，15f，15g，15h15i和15j分别产生五次，七次，九次和十一次谐波电压的余弦和正弦分量的瞬时值。所有这些三次，五次，七次，九次和十一次谐波电压余弦和正弦分量的瞬时值在加法器16A中相加，其相加结果值在加法器17中被加到控制器8的输出端。然后，加法器17的输出被加到电压基准发生器6的输出电压基准Vref，从而产生调制因数用于补偿变换器2的输出电压中的三次，五次，七次，九次和十一次谐波。

用于输出电压的调制因数同载波发生器10的输出在选通信号发生器11中进行比较，以产生供变换器2的PWM选通信号。变换器2被PWM选通信号启动，从而消除变换器2的输出电压中的三次，五次，七次，九次和十一次谐波电压。

就本实施例而言，不仅消除了变换器2输出电压中的一种特定次谐波电压，而且可消除其多种高次谐波电压。

现参考图5和6描述本实施例的测量结果的一个例子。图5表示未用本发明的传统式单相变换器的输出电压，变换器电流和高次谐波，而图6表示根据本发明补偿了三次，五次和七次谐波电压时的单相变换器的输出电压，变换器电流和高次谐波。

在这两幅图中，各次谐波电压由变换器2的基波电压幅值的百分比表示。可以看出三次，五次和七次谐波电压被极大地减小了，几乎已降至零。

正如以上所述，变换器2的三次，五次和七次谐波电压从其输出电压中几乎已被消除。

图7是表示根据本发明第四实施例的变换器控制装置的方块图。本实施例涉及消除变换器2输出电流中的三次谐波电流的单相变换器的控制装置。

在图7中，40B是检测从变换器2流入负载5的输出电流的电流检测器，而41是电流基准发生器，用于产生用于变换器2的输出电流基准Iref。比较器7将输出电流基准Iref同从变换器2检测到的输出电流相比较，并根据比较结果产生差值d2。42是控制器，该控制器是由比例控制器或由比例及其积分控制器相结合，如图9所示，而构成并产生用于控制变换器2的变换器电流的信号。然后将该信号加到加法器9的一个输入端，作为同加法器17之输出相加的结果而产生调制因数。

104是高次谐波消除电路，其内部结构刚好同图1所示高次谐波消除电路101的相同，故可省略对其的详细说明。唯一不同的是差值d2，而不是差值d1，被加到乘法器13a和13b。

下面描述图7所示控制装置的操作，乘法器13a和13b将比较器7的差值d2分别乘以由三次谐波发生器12产生的三次谐波的余弦和正弦信号。由于高次谐波消除电路104的计算结果与高次谐波消除电路101的结果一样，故不在此详述，在加法器16中获得三次谐波电流的余弦与正弦分量瞬时值之和值。

接下去进行同图1实施例几乎相同的操作。结果，从变换器2的输出电流中消除了三次谐波电流。

在本实施例中，被反馈的是输出电流，而不是输出电压，从而可从变换器2的输出电流中消除一种特定次数的高次谐波。

在上述诸实施例中，在变换器2的控制装置中设置了三个加法器16或16A，17和9，但本发明并不局限于这些实施例。可以用由完成两个加法器加法功能的一个加法器来替代加法器16或16A和加法器17。此外，可将这三个加法器组合成一个加法器。

在上述诸实施例中，并未说明电压或电流基准发生器6或41与任意次谐波发生器12，18至21的相位之间的关系。根据精确计算结果已清楚表明：后者发生器的相位不必同前者发生器相位一致。

在上述诸实施例中，本发明应用于单相变换器。但本发明也可方便地应用于普通三相变换器。

在上述诸实施例中，本发明被用于以IGBT构成的变换器。但本发明并不局限于这些实施例。本发明也可应用于以晶体管或GTO作为半导体开关器件构成的变换器。

在这些实施例中已说明了：从变换器输出消除特定频率的高次谐波。但根据本发明，在变换器输出中仅有一种特定频率的高次谐波与基波并存的情况也是可能的。还可能是：在变换器输出中某些特定频率的任何高次谐波经加权而与基波并存。

正如以上所述，本发明能提供一种能向负载供以谐波分量小的电压或电流的变换器控制装置。

显然，根据以上教导对本发明作出大量变化和改动是可能的。因此，不说自明：本发明可在除本文特定描述以外的所附权利要求书范围内实施。

Claims (10)

1.变换器的控制装置，所述变换器为脉(冲)宽(度)调制控制型，包括：

基准发生装置，用以产生用于所述变换器输出的基准值；

检测装置，用以检测所述变换器的所述输出的电量，以产生表示所述电量的输出信号；

比较装置，为接收所述基准值和所述输出信号而连接，用以产生所述基准值和所述输出信号之差值；

调制因数产生装置，该装置为接收所述差值，所述基准值和瞬时值而连接，用于产生调制因数；

为接收所述调制因数而连接的选通控制装置，用于根据所述调制因数产生脉宽调制信号，所述脉宽调制信号被加到所述变换器，以便控制所述变换器的所述输出；其特征在于，还包括：

高次谐波消除装置，该装置为接收所述输出信号和所述差值之一作为其一个输入信号而连接，用以产生预定频率的余弦分量和正弦分量的瞬时值，

2.根据权利要求1的变换器控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置包括：

谐波发生装置，用以产生具有所述预定频率的余弦信号和正弦信号；和

计算装置，为接收所述余弦信号，所述正弦信号和所述输入信号而连接并用以产生所述预定频率的所述余弦分量和所述正弦分量的所述瞬时值；

所述计算装置包括：

第一乘法装置，用于根据所述余弦信号与所述输入信号相乘的结果而产生第一乘积信号；

第二乘法装置，用于根据所述正弦信号与所述输入信号相乘的结果产生第二乘积信号；

第一控制装置，为接收所述第一乘积信号作为第一输入信号而连接；用于对所述第一输入信号执行积分运算，以产生所述余弦分量的幅值，

第二控制装置，为接收所述第二乘积信号作为第二输入信号而连接，用于对第二输入信号执行积分运算，以产生所述正弦分量的幅值，

第三乘法装置，用于根据所述余弦信号同所述余弦分量的所述幅值的相乘结果，产生所述予定频率的所述余弦分量的所述瞬时值，和

第四乘法装置，用于根据所述正弦信号同所述正弦分量的所述幅值相乘的结果，产生所述预定频率所述正弦分量的所述瞬时值。

3.根据权利要求2的变换器控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置还包括：连到所述计算装置的第一加法装置，用于根据所述预定频率所述余弦和正弦分量的所述瞬时值的相加结果，产生第一和信号；

所述调制因数发生装置包括：

为接收所述差值而连接的控制装置，用于对所述差值执行积分运算和/或比例运算，以产生基于运算结果的信号，

连接到所述第一加法装置和所述控制装置的第二加法装置，用于根据所述第一和信号与所述控制装置的所述信号的相加结果产生第二和信号；和

第三加法装置，该装置连接到所述基准产生装置和所述第二加法装置，用于根据所述基准值和所述第二和信号的相加结果产生所述调制因数，和

所述选通控制装置包括：

载波发生装置，用以产生载波，和

选通信号发生装置，该装置连到所述调制因数发生装置和所述载波发生装置，用于根据所述调制因数和所述载波产生所述脉宽调制信号。

4.根据权利要求3的变换器控制装置，其特征在于：

所述基准发生装置产生用于所述变换器的所述输出电压的所述基准值；

所述检测装置检测作为所述电量的电压并产生表示所述变换器的所述输出电压的所述输出信号；和

所述高次谐波消除装置产生所述预定频率电压的所述余弦和正弦分量的所述瞬时值；

借此从所述变换器的所述输出电压消除了所述预定频率的谐波电压。

5.根据权利要求4的变换器控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置接收所述差值作为其所述输入信号，和

所述谐波发生装置产生所述余弦信号和所述正弦信号的频率是所述变换器的所述输出电压基波频率的奇数倍频；

借此，从所述变换器的所述输出电压中消除奇数次谐波电压。

6.根据权利要求4的变换器控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置接收所述差值作为其所述输入信号；和

所述高次谐波消除装置包括多个低次至高次的所述谐波发生装置和多个所述低次至所述高次的所述计算装置；

多个所述低次到所述高次的所述谐波发生装置分别产生频率为所述低次到所述高次的所述余弦信号和所述正弦信号；

多个所述低次到所述高次的所述计算装置为接收所述输入信号而连接并被连到多个所述低次到所述高次的所述谐波发生装置，并分别产生所述低次到所述高次的所述频率的所述余弦和正弦分量的所述瞬时值，

所述低次到所述高次的所述频率是所述变换器的所述输出电压基波频率的奇数倍，所述奇数的范围从所述低次数直至所述高次数；

所述第一加法装置被连到所述多个计算装置，用以将所述低次到所述高次的所述频率的所述余弦和正弦分量的所述瞬时值相加，以产生所述第一和信号；

借此，从所述变换器的所述输出电压消除了多次谐波电压。

7.根据权利要求6的变换器控制装置，其特征在于所述奇数包括三，五，七，九和十一。

8.根据权利要求4的变换器控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置接收表示所述变换器的所述输出电压的所述输出信号作为其所述输入信号；和

所述计算装置还包括，

第一校正装置，该装置为接收所述第一乘积信号而连接，用以产生第一校正信号而校正所述笫一乘积信号，和

为接收所述第二乘积信号而连接的第二校正装置，用以产生第二校正信号而校正所述第二乘积信号，

所述笫一控制装置接收所述第一校正信号，替代所述笫一乘积信号作为所述第一输入信号，和

所述第二控制装置接收所述第二校正信号而不是所述第二乘积信号作为所述第二输入信号；

所述谐波发生装置产生所述余弦信号和所述正弦信号，这些信号的频率是所述变换器的所述输出电压基波频率的奇数倍；

借此，从所述变换器的所述输出电压中消除了奇数谐波电压；

9.根据权利要求3的变换器控制装置，其特征在于：

所述基准发生装置产生所述变换器的所述输出电流的所述基准值；

所述检测装置检测作为所述电量的电流并产生表示所述变换器的所述输出电流的所述输出信号；和

所述高次谐波消除装置产生所述预定频率电流的所述余弦和正弦分量的所述瞬时值；

借此，从所述变换器的所述输出电流消除了所述预定频率的谐波电流；

10.根据权利要求9的变换器的控制装置，其特征在于：

所述高次谐波消除装置接收所述差值，作为其所述输入信号；和

所述谐波发生装置产生所述余弦信号和所述正弦信号，这些信号的频率是所述变换器的所述输出电流的基波频率的奇数倍；

从而，从所述变换器的所述输出电流中消除了奇数次谐波电流。

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