CN103413168A - 射频电子标签的整流限幅电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及射频电子标签的整流限幅电路。包括了第一电阻和第二电阻分别连接两输入端后连接衬偏限幅模块和整流模块，整流模块经电压监测控制模块后连接衬偏限幅模块，衬偏限幅模块中对称设置有分别连接第一电阻和第二电阻的第三电阻和第四电阻，第三电阻和第四电阻的分别通过两个泄流元件对应连接两个衬偏控制元件后接地，两个泄流元件和两个衬偏元件的控制端均连接电压监测控制模块。本发明的电路结构简单可靠，并且在能够承受天线感应到的近二十伏高压的同时，只需更低的天线端感应电压就能产生让芯片能够正常工作的最小整流输出电压，从而在不减小最远工作距离的情况下，大幅度的提高了射频电子标签的耐压能力。

Description

射频电子标签的整流限幅电路

技术领域

本发明涉及整流限幅电路，具体的讲是用于射频电子标签的整流限幅电路。

背景技术

随着物联网的兴起，RFID（射频识别）技术得到了非常广泛的应用。RFID技术是利用空间电磁波进行通信的一种现代无线通信技术，可以实现非接触远程信息读取。RFID技术相比常规的条形码（barcode）具有可读写、读写速度快、安全性高等优点。目前得到广泛应用的有低频标签（125KHz～134.2KHz）、高频标签（13.56MHz）、超高频标签（860MHz～960MHz）以及微波段标签（2.4GHz～5.8GHz）。

工作于不同频段的电子标签统称为射频电子标签，其主要由天线、模拟前端、数字处理部分及存储单元组成。无源标签芯片的供电电压是从阅读器发送的电磁波信号中获取的，其通过天线利用磁场耦合的方式将阅读器发出的磁场能量耦合到天线接收端。变化的磁场在天线上引起交变的电场，即俘获电磁能量的天线相当于一个交流电源，天线两端就是交流电源的两端，通过标签芯片模拟前端中的整流模块可以将天线两端的交流电压转变为给芯片供电的直流电压。然而阅读器发出的电磁能量会随着距离的变化而急剧变化，从而电子标签天线感应得到的电压幅度变化范围很大，最高可能会感应出高达近二十伏的交流电压。

为了让整流模块中的器件能承受天线可能感应得到的高压，传统结构中一般采用两种方案，一是采用耐高压的器件作为整流模块的输入管，在整流输出端设置泄放电路达到降压限幅的作用，但由于高压管相对常压管而言拥有更大的阈值电压，导致其整流时需要耗费更大的电压余度。即在获得相同整流输出电压的情况下，其需要的输入电压幅值比采用常压管的要高，降低了芯片的最大工作距离。此外，此法要求所使用的工艺能够提供高压管，从而应用的普适性较低；二是在天线端设置箝位电路，通过箝位技术限制输入信号幅度，但所用晶体管众多，结构复杂，增加了使用成本。因此，上述传统的方法均不能很好地符合射频电子标签远距离工作兼备低成本应用的要求。

发明内容

本发明提供了一种射频电子标签的整流限幅电路，使电子标签只需更低的天线端感应电压就能产生让芯片能够正常工作的最小整流输出电压，从而在不减小最远工作距离的情况下，提高射频电子标签的耐压能力。

本发明射频电子标签的整流限幅电路，第一电阻连接第一输入端且第二电阻连接第二输入端后，均与衬偏限幅模块和整流模块的输入端连接，整流模块经电压监测控制模块后通过两路输出电压连接所述的衬偏限幅模块，在衬偏限幅模块中具有一端与第一电阻连接的第三电阻和一端与第二电阻连接的第四电阻，第三电阻和第四电阻的另一端分别通过第一泄流元件和第二泄流元件连接第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件后接地，第一泄流元件和第二泄流元件的控制端均连接所述电压监测控制模块的其中一路输出电压，第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件的控制端均连接所述电压监测控制模块的另一路输出电压。

本发明是利用负反馈技术结合衬偏效应，通过电压监测控制模块监测整流模块的输出，然后产生合适的负反馈控制信号，在控制泄流元件导通强弱的同时调节泄流元件的衬偏强弱，达到低压限幅减弱，高压限幅增强的作用，实现输出对输入的精确控制，从而使得整流输出电压被控制在后续电路能够正常工作的范围内。其中整流模块和电压监测控制模块均可使用现有的传统模块。

优选的，所述的第一泄流元件和第二泄流元件，以及第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件均为NMOS型晶体管；

第一泄流元件和第二泄流元件的漏极对应连接第三电阻和第四电阻，第一泄流元件和第二泄流元件的源极对应连接第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件的漏极；

第一泄流元件和第二泄流元件的栅极均连接所述电压监测控制模块的其中一路输出电压；

第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件的源极均接地，栅极均连接电压监测控制模块的另一路输出电压。

进一步的，所述NMOS型晶体管结构的第一泄流元件、第二泄流元件、第一衬偏控制元件和第二衬偏控制元件的衬底均接地。

进一步的，所述的整流模块为交叉桥式整流模块。交叉桥式整流模块是现有的传统模块，其结构在此不做详述。

本发明的电路结构简单可靠，并且在能够承受天线感应到的近二十伏高压的同时，只需更低的天线端感应电压就能产生让芯片能够正常工作的最小整流输出电压，从而在不减小最远工作距离的情况下，大幅度的提高了射频电子标签的耐压能力。

以下结合实施例的具体实施方式，对本发明的上述内容再作进一步的详细说明。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实例。在不脱离本发明上述技术思想情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段做出的各种替换或变更，均应包括在本发明的范围内。

附图说明

图1为本发明射频电子标签的整流限幅电路的电路图。

图2为图1的一种具体电路结构。

图3为图2的输入整流模块的电压幅值（|V_in1-V_in2|）随天线感应电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）变化的仿真波形图。

图4为图2的整流输出电压（V_rec）随天线感应电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）变化的仿真波形图。

图5为图2的稳压输出电压（V_CC）随天线感应电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）变化的仿真波形图。

具体实施方式

如图1所示本发明射频电子标签的整流限幅电路，以整流模块的输出电压为1.8V附近为例。因工艺不同，设计的芯片所需电源电压不同，从而整流限幅电路中的MOS管参数及电阻阻值会有差别。为了易于理解，该实施例将以最简单的电路实现控制电压V_c1和V_c2的获取。

在图1中，包括了传统交叉桥式整流模块和电压监测控制模块，还具有衬偏限幅模块。天线从第一和第二两个电压输入端感应得到的电压从V_{ANT_A}和V_{ANT_B}输入，整流模块的两个输入端V_in1、V_in2经过第一电阻R₁和第二电阻R₂与天线感应信号输入端V_{ANT_A}、V_{ANT_B}分别对应相接，并产生整流输出电压V_rec接入到电压监测控制模块中。电压监测控制模块根据其输入信号V_rec产生两个与V_rec有关的信号V_c1和V_c2作为控制信号输入到衬偏限幅模块中；衬偏限幅模块根据控制信号V_c1和V_c2调节其电流泄放能力，达到降压限幅的目的。

如图1和图2所示，在衬偏限幅模块中具有一端与第一电阻R1连接的第三电阻R3和一端与第二电阻R2连接的第四电阻R4，第三电阻R3和第四电阻R4的另一端分别连接均为NMOS晶体管结构的第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的漏极，并通过第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的源极对应连接同样为NMOS晶体管的第一衬偏控制元件MN3和第二衬偏控制元件MN4的漏极，第一衬偏控制元件MN3和第二衬偏控制元件MN4的源极均接地。第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的栅极均连接所述电压监测控制模块的其中一路输出电压V_c1，第一衬偏控制元件MN3和第二衬偏控制元件MN4的栅极均连接电压监测控制模块的另一路输出电压V_c2。第一泄流元件MN1、第二泄流元件MN2、第一衬偏控制元件MN3和第二衬偏控制元件MN4的衬底均接地。

图2中传统交叉桥式整流模块由NMOS管MN₅、MN₆、MN₇和MN₈构成，其中NMOS管MN₅的漏极接整流模块的输入端V_in1，栅极接整流模块的输入端V_in2，源级接地。NMOS管MN₆的漏极接整流模块的输入端V_in2，栅极接整流模块的输入端V_in1，源级接地。NMOS管MN₇和NMOS管MN₈均为二极管连接形式，其栅漏短接并分别接整流模块的输入端V_in1和V_in2，其源级接到一起作为整流模块的输出。NMOS管MN₅、MN₆、MN₇和MN₈的衬底均接地。通常天线感应得到的电压是正弦信号并且其两端电压V_{ANT_A}和V_{ANT_B}的相位相反。当V_{ANT_A}为正时NMOS管MN₆和MN₇导通，当V_{ANT_B}为正时NMOS管MN₅和MN₈导通，而两次导通均在负载上产生相同相位的电流，从而实现全波整流。

为了方便原理的阐述，该实施例中的电压监测控制模块由两个电阻R₅、R₆及一个二极管连接形式的PMOS管MP₁组成。电阻R₅一端接整流模块的输出V_rec，另一端接PMOS管MP₁的源极；PMOS管MP₁的栅漏短接，衬底接源极以消除衬偏效应，漏极接电阻R₆；电阻R₆的另一端接地。控制电压V_c2从PMOS管MP₁的漏极引出。通过合理设置管子宽长比以及电阻值的大小，可使得当整流模块输出电压为1.8V时，控制电压V_c2达到衬偏控制管的阈值电压。该实施例中所用衬偏控制管NMOS管MN₃和MN₄的阈值电压为0.7V，PMOS管MP₁阈值电压为－0.7V。假设管子的阈值电压不随外界环境变化，则控制电压V_c2表示为：V_c2=R₆/(R₅+R₆)×(V_rec－V_GSP1)，V_GSP1为PMOS管MP₁的栅源极电压。欲使控制电压V_c2在整流模块的输出电压V_rec为1.8V时，其值为0.7V左右，则要求R₆/(R₅+R₆)=7/11。据此，固定电阻R₅取值后便可得到电阻R₆的值。由于上述计算忽略了环境的影响，其并不是十分精确，最终还需通过仿真对电路中的各元件参数进行精细调整。在调整过程中需要注意电阻的取值，其不宜过大或过小。过大会占用较大面积，过小则会消耗过多功率。该实例中取电阻R₅为120KΩ，电阻R₆为210KΩ。

假设能使芯片正常工作的最小整流输出电压值为V_{rec_min}，而能产生该电压的整流模块输入端的最小电压幅值为V_{in_min}，相应的感应得到的天线端最小电压幅值为V_{ANT_min}。若天线感应得到的电压（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）小于V_{ANT_min}，则整流模块输入端的电压（|V_in1-V_in2|）会小于V_{in_min}，导致整流输出达不到芯片所需的最小整流输出电压值V_{rec_min}，从而标签芯片无法正常工作。当天线感应到的电压（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）大于天线端最小电压V_{ANT_min}时，随之抬高的整流模块输出电压V_rec也大于最小整流输出电压V_{rec_min}，使得由电压监测控制模块产生的接入衬偏限幅模块的控制信号V_c1、V_c2增大。由于泄流电路的导通程度随控制电压的增大而增强，从而流过第一电阻R₁和第二电阻R₂的电流增大，使得第一电阻R₁和第二电阻R₂各自两端的压差增大，导致V_in1=V_{ANT_A}–IR₁和V_in2=V_{ANT_B}–IR₂减小，以此达到限制整流模块输入端电压（|V_in1-V_in2|）大小的目的。

由于当天线感应到的电压（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）小于V_{ANT_min}时，整流输出达不到芯片所需的最小工作电压V_{rec_min}，其分析的意义不大，因此这里只说明天线感应到的电压从V_{ANT_min}开始增大的情况。当天线感应到的电压大于V_{ANT_min}时，整流输出电压V_rec也随天线感应电压（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）的增大而增加，并超过V_{rec_min}。电压监测控制模块监测到这一变化，产生控制电压V_c1、V_c2输入到衬偏限幅模块中。随着控制电压V_c2的增大，衬偏限幅模块中的泄流电路开始工作。当泄流电路刚开始工作时，由于第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄的引入，第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的源级电位比衬底电位高很多，使得第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2对应的阈值电压V_TH1和V_TH2在该情况下由于衬偏效应而增大，从而限制泄放电流的大小，预防了低压下过度泄流的情况。然而，在天线感应到的电压较高的情况下，第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄会由于控制电压V_c2的增大，使得其导通电阻急剧减小，第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的衬偏效应急剧减弱，从而不会影响该电路对高压情况的处理。控制电压V_c2用于控制第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄开启并使之工作在线性区。工作于线性区的NMOS管可以等效为一个可变电阻，其值为：

$R_{\mathrm{on}}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_{c2}-V_{\mathrm{TH}\mathrm{3,4}})}$   （公式1）

公式1中μ_n和C_ox均为参数，

为NMOS管沟道的宽和长比，V_GS为NMOS管栅源极电压，V_TH为理想阈值电压，V_TH3,4为第一衬偏控制元件MN₃或第二衬偏控制元件MN₄的阈值电压（第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄的阈值电压相同，任取其一）。

可以看出可变电阻R_on随控制电压V_c2的增大而减小。泄流管的源级（也即衬偏控制管的漏极）电位为：

$V_{S\mathrm{1,2}}=I_D{R}_{\mathrm{on}}=\frac{I_D}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})}=\frac{I_D}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{on}}\frac{W}{L}(V_{c2}-V_{\mathrm{TH}\mathrm{3,4}})}$   （公式2）

公式2中I_D为漏极电流。可以看出源级电位V_S1,2也是随控制信号V_c2的增大而减小。因为NMOS管的衬底均接地，所以V_SB1,2=V_S1,2，因此V_SB1,2随V_c2的增大而减小。根据器件理论，当第一泄流元件MN1或第二泄流元件MN2的源级电位V_SB1,2不为零时，MOS器件存在衬偏效应。考虑衬偏效应的阈值电压公式为：

$V_{\mathrm{TH}}=V_{\mathrm{TH}0}+\mathrm{\γ}(\sqrt{2{\mathrm{\Φ}}_F-V_{\mathrm{SB}}|}-\sqrt{\left|2{\mathrm{\Φ}}_F\right|})$   （公式3）

其中Φ_F=(kT/q)ln(N_sub/n_i)为正数，V_TH0为不考虑衬偏效应的NMOS管阈值电压，N_sub为衬底参杂浓度，T为温度值，k、q、n_i均为固定参数值。该式表明，随着源级电位V_SB1,2的减小，阈值电压也会减小。

对于泄流管第一泄流元件MN1或第二泄流元件MN2，受控制电压V_c1控制并工作在饱和区，其饱和区漏电流公式为：

$I_{D\mathrm{1,2}}=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{(V_{\mathrm{GS}\mathrm{1,2}}-V_{\mathrm{TH}\mathrm{1,2}})}^2=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{(V_{c1}-V_{S\mathrm{1,2}}-V_{\mathrm{TH}\mathrm{1,2}})}^2$   （公式4）

可以看出，在控制电压V_c1增大的同时，V_SB1,2因V_c2的增大而减小，导致V_TH1,2减小，从而流过第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的电流会由于上述两个效应的同时发生而迅速增大，从而第一电阻R₁和第二电阻R₂各自两端压差也随之迅速增大，使得天线感应到的电压经过限压电阻到达整流模块输入端时，其幅值会得到较大幅度的衰减，即整流模块的输入电压（|V_in1-V_in2|）将被限制在整流模块输入管的耐压范围内，而整流输出电压V_rec也将维持在芯片正常工作所需的电压范围内。根据上面提到的衬偏效应原理，当源极电压V_SB＞0时，NMOS管的阈值电压会随着V_SB增加而增加，从而第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的泄流能力得到限制。

在天线感应得到的电压较低时，限制泄流能力对射频电子标签来说非常重要，因为它直接决定了标签在该感应电压下是否能正常工作，即决定了标签的工作距离。而在天线感应得到的电压很高时，则希望泄流能力很强，能够将整流模块的输入电压V_in1、V_in2限制在整流模块输入管的耐压范围内，这需要很大的泄放电流来使第一电阻R₁和第二电阻R₂上产生足够大的压降。根据MOS管饱和区漏电流（公式4），能够使用的增大MOS管电流的方法有：1）增大宽长比；2）提高V_GS；3）降低V_TH。若只使用方法1），那么不仅需要占用较大的芯片面积，还会导致在天线感应电压并不是高压时，其就会泄放较大的电流，若不加以限制，可能出现过度泄流的情况，使得电压衰减导致整流模块的输出电压低于V_{rec_min}的情况，从而使芯片无法正常工作，降低了芯片工作距离。若只使用方法2），为了让整个电路能够应对高压情况，其在面对低压时会遇到与方法1一样的情况，同时其还会受到V_c2最大值（V_rec）的限制。若只用方法3），也会遇到和上述两种方法一样的情况。而本发明是结合上述三种方法，使得该电路既完成了对天线感应得到的高压的强烈限制，又大幅减弱了对天线感应得到的低压的限制能力。

当没有衬偏管第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄时，泄流管第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的衬底和源级均接地，不存在衬偏，因此泄流管的电流大小仅取决于控制电压V_c1。这样很难通过仅仅调节控制电压V_c1的大小就能使得限幅电路既能有效处理天线感应到的高压，又同时保证在低压下整流模块的输出电压满足整个电路工作的最低电压要求。而衬偏管第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄的引入，则使得NMOS管的阈值电压V_TH在低压下由于衬偏效应而增大，从而限制了泄流管第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的泄流能力，预防了低压下过度泄流的情况。在天线感应到的电压较高的情况下，衬偏管第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄会由于控制电压V_c2的增大，使其导通电阻急剧减小，泄流管的衬偏效应急剧减弱，同样不会影响该电路对高压情况的处理。

基于上述电路原理可以看出，当天线感应得到的电压（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）稍大于V_{ANT_min}时，泄流管第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的衬偏严重，阈值电压高，泄流得到限制，从而防止了过度泄流情况的发生，即天线输入端电压|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|大于V_{ANT_min}而整流输入|V_in1-V_in2|却小于V_{in_min}的情况。当天线感应到的电压逐渐增大时，泄流管第一泄流元件MN1和第二泄流元件MN2的控制电压V_c1会随之增大，泄流能力提高，而其衬偏效应则会由于衬偏管第一衬偏控制元件MN₃和第二衬偏控制元件MN₄的导通电阻的减小而减弱，使其阈值电压下降，泄流能力进一步增强，最终使过高的天线感应电压更大程度地降在限压电阻上，从而实现高压限幅增强，低压限幅减弱的目的。

通过负反馈技术结合衬偏效应，可以使得限幅能力自适应天线感应电压幅值的变化，从而达到低压限幅很弱，高压限幅很强的效果，最终使得实际输入整流模块的电压|V_in1-V_in2|被限制在整流模块输入管的耐压范围内。通过限幅，使得提供给后级稳压电路的整流模块输出电压V_rec被控制在一个合理的范围内，该电压在经过稳压电路就可以得到几乎不变的直流电压，供芯片各模块工作。

如图3所示，天线感应到的电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）从2.5V变化到20.5V时整流模块的输入电压幅值|V_in1-V_in2|的变化。从图中可以看到，在天线感应得到的电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）为2.5V（低压）时，经过限幅后整流模块的输入电压幅值|V_in1-V_in2|为2.028V；在天线感应得到的电压幅值为20.5V（高压）时，经过限幅后整流模块的输入电压幅值为2.885V。当输入电压从低压增加到高压变化为18V时，整流模块的输入电压幅值|V_in1-V_in2|的变化仅为0.857V，非常微小。

图4所示为天线感应得到的电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）从2.5V变化到20.5V时相应的整流模块的输出电压V_rec变化。从中可以看到，天线端电压变化近20V，而整流输出电压V_rec只变化了不到1V（1.85V～2.44V）。整流输出电压进一步通过稳压电路稳压后可以得到稳定的直流电压，给芯片各模块供电。

图5是在本实施例下的稳压输出电压V_CC随天线感应到的电压幅值（|V_{ANT_A}-V_{ANT_B}|）变化的仿真结果。从中看以看到，由于整流限幅电路的优异限幅效果，虽然天线感应得到的电压从2.5V变化到20.5V，稳压输出电压V_CC的变化却不到9mV（1.809V～1.818V）。

从上述仿真结果可以看出，本发明实现了低压基本不限幅，同时高压限幅很强的功能。为了便于理解，在本实施例中采用的是最简单的获得控制电压V_c1，V_c2的方法，虽然限幅效果能够满足整体电路要求，但该发明的优良效果在本实施例的电路示例中并没有完全体现出来。

Claims (4)

1.射频电子标签的整流限幅电路，其特征为：第一电阻（R1）连接第一输入端（V_{ANT_A}）且第二电阻（R2）连接第二输入端（V_{ANT_B}）后，均与衬偏限幅模块和整流模块的输入端连接，整流模块经电压监测控制模块后通过两路输出电压连接所述的衬偏限幅模块，在衬偏限幅模块中具有一端与第一电阻（R1）连接的第三电阻（R3）和一端与第二电阻（R2）连接的第四电阻（R4），第三电阻（R3）和第四电阻（R4）的另一端分别通过第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2）连接第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）后接地，第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2）的控制端均连接所述电压监测控制模块的其中一路输出电压（V_c1），第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）的控制端均连接所述电压监测控制模块的另一路输出电压（V_c2）。

2.如权利要求1所述的射频电子标签的整流限幅电路，其特征为：所述的第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2），以及第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）均为NMOS型晶体管；

第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2）的漏极对应连接第三电阻（R3）和第四电阻（R4），第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2）的源极对应连接第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）的漏极；

第一泄流元件（MN1）和第二泄流元件（MN2）的栅极均连接所述电压监测控制模块的其中一路输出电压（V_c1）；

第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）的源极均接地，栅极均连接电压监测控制模块的另一路输出电压（V_c2）。

3.如权利要求2所述的射频电子标签的整流限幅电路，其特征为：所述NMOS型晶体管结构的第一泄流元件（MN1）、第二泄流元件（MN2）、第一衬偏控制元件（MN3）和第二衬偏控制元件（MN4）的衬底均接地。

4.如权利要求1至3之一所述的射频电子标签的整流限幅电路，其特征为：所述的整流模块为交叉桥式整流模块。

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