CN103401661A - 一种基于mimo雷达通信的一体化编解码方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于MIMO雷达通信的一体化编码方法。正交扩频编码序列基于WalsH矩阵确保双极性相位扩频编码序列的正交性。通过遗传算法满足雷达对探测信号自相关峰值、互相关峰值低旁瓣的要求。信号编码基于软扩频双正交编码的思想。为满足MIMO雷达对探测信号的要求，在不同的编码码元位置上使用不同的扩频编码序列；预留专门的发射通道作为时频同步基准，每个发射通道的第一个编码码元位置也是留作相位基准，这些位置上安排使用专门的同步扩频码。本发明针对雷达/射频一体化的现实需求对现有载波频偏提取技术、载波相偏提取技术、软扩频双正交解码方法进行了针对性的完善，辅以α-β为核心的频偏跟踪技术保证了数据频偏校正的准确性。

Description

一种基于MIMO雷达通信的一体化编解码方法

技术领域

本发明涉及雷达通信技术。

背景技术

通过雷达、通信设备的有机结合，构成综合性的射频一体化***，既有助于实时协调和控制作战平台上电子设备的工作、合理分配***资源，又便于实现装备的通用化、小型化和多功能化。这对拓展军事装备的适用范围，提高军用电子装备的整体作战效能和可靠性、可维护性，都具有十分重要的现实意义和军事价值。

射频一体化方面已有的研究主要针对相控阵雷达体制进行，基于波形共享的一体化工作模式是其中比较热门的研究方向。然而由于自身工作方式的局限性，传统相控阵雷达的窄波束很难同时覆盖探测、跟踪目标和导弹、己方飞机等远程通信对象，通信和探测任务必须分时进行，一体化***时间和能量的使用效率受到很大限制。

MIMO（Multiple-Input Multiple-Out-put）通信，即在发射站放置多个天线，在接收站也放置多个天线，结合空时编码技术，发射站和接收站之间能形成MIMO通信链路，并借此抑制信道衰落,在不增加带宽和天线发射功率的情况下,成倍地提高无线通信***的信道容量,降低误码率。

受MIMO通信的启发，林肯实验室提出了MIMO雷达概念，其中的集中式MIMO雷达概念是相控阵和数字阵列雷达概念的进一步推广。它将天线阵面划分成若干块，各自发送彼此正交的信号波形，并采用宽发宽收的工作模式，电磁能量在空间不能同相叠加合成高增益的窄波束，而是形成较低增益的宽波束覆盖很大的空域范围，增加占空比和积累时间以弥补天线增益的不足。

工作于MIMO模式下的雷达***，探测、跟踪的目标和远程通信对象很容易同时处于MIMO雷达的探测波束之中。因此，以MIMO技术为背景的射频一体化***更具可行性和实用价值。只要选择合理的编码方式,将通信信息以特定的格式包含在雷达探测波形中，便能够在完成目标跟踪或探测的同时，向波束照射范围内的通信设备传送信息,从而有效提升射频一体化***的时间、能量使用效率。使用大时宽相位编码信号时，MIMO雷达与扩频通信的***参数非常接近，扩频通信的波形设计及编解码方案也是射频一体化***的重要基础。

软扩频是扩频通信的一种，采用的是(N,k)编码，即用长为N的扩频码去代表k位信息，k位信息有2^k个状态，不同的状态对应于不同的扩频码，从而实现扩频目的，其扩频率为N/k（见文献：扩展频谱通信及其多址技术[M].曾兴雯，刘乃安，孙献璞.西安：西安电子科技大学出版社，2004年）。软扩频用到的扩频码必须相互正交且具有低的自相关峰值旁瓣和低的互相关值，利用遗传算法可以在满足正交性的前提下优化出具有低的自相关峰值旁瓣和低的互相关值的编码。（Binary orthogonal code design for MIMOradar systems[C].Sun Ying，Zishu He，Hongming Liu，Li Jun,Shangwei Gao.2010International Symposium onIntelligent Signal Processing and Communication system(ISPACS2010),December6-8,2010.）。

软扩频双正交编码方案是在软扩频的基础上将通信信息的某一个比特调制到载波的相位中，根据该比特的正负，选择0或π两种相位。它可以在通信信息量一定的情况下，减少对扩频码个数的需求；或者在给定信息位的情况下，增加通信信息的信息量（一种双正交编码M元扩频方案研究.丁卫，田红心，易克初.无线电工程[J].2003年。）；这一编码方案对提升通信***的保密性也有好处。

基于MIMO技术的射频一体化技术必须通盘考虑雷达和通信***的需求差异，解决雷达-通信信号的兼容性设计和使用问题。其中，雷达要求各发射通道信号具有低的自相关峰值旁瓣和低的互相关值，实现DOD(电波离去角)测量时还要求各通道发射信号之间满足严格的正交性；而为实现可靠高效的信息传递，一体化波形设计时，又需要同时兼顾信息量和解码同步需求等问题。寻找合理的编解码方案是MIMO背景下射频一体化技术的关键。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种适应于MIMO雷达通信的，一体化编解码方法。

本发明为解决上述技术问题所采样的技术方案是，一种基于MIMO雷达通信的一体化编码方法，包括以下步骤：

MIMO雷达设置步骤：MIMO雷达设置M个发射通道，每个通道包含L+1个编码码元；预留第M个发射通道为时频同步基准；其余M-1个通道的第1个编码码元留作相偏基准，后L个编码码元为信息位，每个信息位有p个状态；

扩频码波形生成步骤：用遗传算法优化生成的（M-1）Lp+M+L个子码串，将这些子码串依次编号为C₁，C₂，...,C_（M-1）L_p+M+L，所述子码串为用作扩频码的基本编码序列；

信源信息编码步骤：将需由雷达探测波束传递的通信信息划分成两部分，分别进行编码；其中第一部分信息按照单极性p进制编码规则进行编码q₁,q₂,…,q_(M-1)L，第二部分按照双极性二进制编码规则进行编码b₁,b₂,…b_(M-1)L；以L个码元为单位，将两部分通信信息均匀分配至前M-1个通道中；

发射信号序列生成步骤：将各通道中两部分通信信息对应相乘，即，利用第一部分通信信息确定各通道信息位的子码串，并将各信息位的子码串与第二部分通信信息对应相乘，得到探测信号中信息部分的编码序列；在前M-1个通道中加入各自相偏基准编码PR_i，其中，PR_i与子码串的对应关系为：PR_i=C_{（M-1）Lp+i},i=1,2,...,M-1；在预留的时频基准通道中填入L+1个固定的的子码串组合而成的固定序列TF，最终得到MIMO雷达各发射通道的发射信号序列。

一种基于MIMO雷达通信的一体化解码方法，包括以下步骤：

数据接收步骤：接收机接收下变频、采样得到的数据X(n)，***采样率为1/T_C，T_C为子码串的码片间隔；判断是否具有当前时刻频偏的先验信息，如有，进入时间同步步骤，否则进入频偏搜索与跟踪起始步骤；

频偏搜索与跟踪起始步骤：搜索收发站之间的频偏

利用搜索到频偏结果启动α-β滤波器，对频偏

进行跟踪、记忆；

时间同步步骤：按照编码时在预留的时频基准通道的固定的子码串组合规则产生与雷达第M个发射通道相同的基带信号序列H₀(n),1≤n≤(L+1)N；将基带信号序列H₀(n)调制在α-β滤波器第m-1时刻对第m时刻的频偏预测值

上，m为当前接收数据时刻，调制后的信号H(n)为将采样数据X(n)与调制信号H(n)进行处理，得到处理结果y(n)，*表示共轭复数；由相关处理的峰值位置确定接收信号的起始时刻n₀，根据接收信号的起始时刻n₀截取有效数据X_C(n)：X_C(n)=X(n),n₀≤n≤(L+1)N；

载波频偏校正步骤：

对有效数据X_C(n)进行频偏校正，得到频偏校正有效数据y_C(n)， $y_C\left(n\right)=X_C\left(n\right)e^{-\mathrm{j\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}n{T}_C},$ n₀≤n≤(L+1)N；

载波相偏提取步骤：截取频偏校正有效数据y_C(n)中相偏基准对应的数据

将数据分别与相偏基准编码PR_i相乘求和，得到求和结果

i=1,2,…,M-1；计算求和结果

的相位并将

作为第i个通道的相偏估计值；

分路处理步骤：将频偏校正有效数据y_C(n)以长度N为单位进行分段，并将得到的L段数据分别送入对应解码支路的M-1个相关接收器中进行解码处理，送入第k个解码支路的数据表示为：y_k(n)=y_C(kN+n-n₀),k=1,2,…L,1≤n≤N，k=1,2,…,M-1；再将送入各相关接收器的数据分成p个支路，每个支路的信号分别与其对应状态的子码串相乘求和；

k=1,2,…L，i=1,2,…M-1，q=1,2,…p；

为第k路信号在第i个相关接收器中与子码串C_{(i-1)Lp+(k-1)p+q}相乘求和的结果；

相偏校正步骤：每个支路的信号分别与其对应状态的子码串相乘求和结果乘以相偏估计因子，得到相偏校正结果；

i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L;q=1,2,…,p，其中，

为第k路信号在第i个相关接收器中与其对应状态子码串相乘求和

的相偏校正结果，

为第i个通道的相偏估计因子；

比较判决步骤：将相偏校正结果

取实部

进行比较判决，得到雷达发射端传送的第1部分通信信息q_(i-1)L+k：q_(i-1)L+k=q_i,k,i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L，q_i,k为第k个解码支路的第i个相关接收器的最大绝对值输出支路编号；判断相偏校正结果

取实部

的符号，得到雷达发射端传送的第2部分通信信息b_(i-1)L+k：

i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L；将第1部分通信信息q_(i-1)L+k与第2部分通信信息b_(i-1)L+k分别进行组合，得到MIMO雷达发射端传递过来的两部分通信信息。

正交扩频编码序列基于WalsH矩阵确保双极性相位扩频编码序列的正交性。通过遗传算法满足雷达对探测信号自相关峰值、互相关峰值低旁瓣的要求。信号编码基于软扩频双正交编码的思想。为满足MIMO雷达对探测信号的要求，在不同的编码码元位置上使用不同的扩频编码序列；预留专门的发射通道作为时频同步基准，每个发射通道的第一个编码码元位置也是留作相位基准，这些位置上安排使用专门的同步扩频码。本发明针对雷达/射频一体化的现实需求对现有载波频偏提取技术、载波相偏提取技术、软扩频双正交解码方法进行了针对性的完善，辅以α-β为核心的频偏跟踪技术保证了数据频偏校正的准确性。在维持MIMO雷达探测、跟踪性能的同时，解决了利用雷达探测波形传递通信信息的问题。

进一步的，基于MIMO雷达通信的一体化解码时，提供一种α-β滤波器状态更新步骤，具体如下：

以α-β滤波器第m-1时刻对第m时刻的频偏预测值

为中心，选取2G+1个频偏点：

g∈[-G,G]，

为选取的第g个频偏点；T_C为子码串的码片间隔；将基带信号序列H₀(n)分别调制到这些频点上，得到调制信号H_g(n)； $H_g\left(n\right)=H_0\left(n\right)e^{-\mathrm{jn\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_g{T}_C},$ n∈[1,(L+1)N]；

利用有效数据X_C(n)对调制信号H_g(n)进行处理，处理后的输出峰值U_g为，

g=-G,-G+1,…,G；比较峰值输出结果，找到最大的输出峰值U_j，U_j=max(U_g)；

根据U_j对应的频点△ω′_m计算时刻m的频偏估计的量测值

为：

其中，k_d为误差电压线性拟合斜率，U_j+1为第j+1个频点对应的输出峰值，U_j-1为第j-1个频点对应的输出峰值；

计算时刻m的频偏估计的△(△ω_m)残差为

得到当前时刻的频偏估计值

计算当前时刻频偏变化率的估计值

△T为两次数据采集之间的时间间隔；

计算下一时刻的频偏估计值

以及频偏变化率的估计值

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m+1/m}\\ {\hat{v}}_{m+1/m}\end{array}\right]=\end{array}\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\ΔT}\\ 0& 1\end{array}\right]\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m}\\ {\hat{v}}_{m/m}\end{array}\right].$

本发明的有益是，为MIMO技术背景下的雷达/通信射频一体化***提供一种编码、解码方法使得MIMO雷达能够维持对目标正常的探测和跟踪，同时利用雷达信号向波束覆盖范围内的目标传递信息，完成制导或监控等任务。

附图说明

图1为通信接收示意图。

图2为相偏提取的示意图。

图3为第i通道第k个信息位的相关接收示意图。

图4是N=128，L=6时，第4通道的自模糊图。

图5是N=128，L=6时，第2、3通道的互模糊图。

图6为接收信号信噪比与误码率的关系曲线。

具体实施方式

为了更好的描述，进行了如下定义：

扩频子码串：由遗传算法优化得到的、准备用作扩频码的基本编码序列称之为扩频子码串，简称为子码串；

编码码元：对信号进行编码时，需要将子码串按照一定的规则进行组合，其中，用来放置子码串的位置就称之为编码单元。

信息位：携带通信信息的编码单元称之为信息位。

相偏基准：用来实现相位偏差提取的称之为相偏基准，每个发射通道的第一个编码单元均留作相偏基准。

时频基准通道：预留的专门用于提供载波同步和时间基准的发射通道称之为时频基准通道。

单极性p进制编码：信号每个码元有1,2,...,p共p个状态，将信息量化后取对应状态数值来进行编码的方法称之为单极性p进制编码。

一、编码过程：

设MIMO雷达有M个发射通道，每个通道包含L+1个编码码元。预留第M个发射通道为时频同步基准；其余M-1个通道的第1个编码码元留作相偏基准，后L个编码码元为信息位，每个信息位有p个状态。一种能兼顾MIMO雷达目标探测、跟踪和信息传递功能的一体化扩频相位编码探测信号生成方法具有以下步骤：

步骤1扩频码波形设计：用遗传算法优化出（M-1）Lp+M+L个子码串，将这些子码串依次编号为C₁，C₂，...,C_{（M-1）Lp+M+L}。

步骤2信源信息编码：

步骤2-1将需由雷达探测波束传递的通信信息划分成两部分,分别进行编码。其中第一部分信息按照单极性p进制编码规则进行编码，第二部分按照双极性二进制编码规则进行编码。编码后得到的两部分通信信息可以分别表示为：

第1部分：q₁,q₂,…,q_(M-1)L；

第2部分：b₁,b₂,…b_(M-1)L。

其中，1≤q_j≤p；b_j=1或-1；j=1,2,…,(M-1)L。单帧最大信息量为(M-1)(log₂（p^L）+L)比特。

步骤2-2以L个码元为单位，将两部分通信信息均匀分配至前M-1个通道中。分配结果如表1所示:

表1.各通道需要调制的通信信息

步骤3生成MIMO雷达正交二相编码发射信号序列：

步骤3-1利用第一部分通信信息确定各通道信息位的子码串，并将信息位的子码串与第二部分通信信息对应相乘，得到探测信号中信息部分的编码序列，其中第i个通道第k个信息位的编码波形可以表示为：

$U_{i,k}=b_{(i-1)L+k}*C_{(i-1)\mathrm{Lp}+(k-1)p+q_{(i-1)L+k}}$

步骤3-2在前M-1个通道中加入各自相偏基准编码PR_i，PR_i与子码串的对应关系为：

PR_i=C_{（M-1）Lp+i},i=1,2,...,M-1

在预留的时频基准通道中填入L+1个固定的的子码串组合而成的固定序列，有：

TF=[TF₁,...,TF_L+1]

其中，TF_j=C_{（M-1）Lp+M-1+j},j=1,2,…L+1。

最终得到MIMO雷达各发射通道的发射信号序列，如表2所示：

表2.各通道信号编码

步骤4生成发射信号：

经由数字信号产生设备和各发射通道的上变频电路，将各通道的编码序列调制到雷达工作频率上，形成MIMO一体化***专用的探测信号。

MIMO背景下的雷达通信一体化编码需要在满足MIMO雷达基本要求（雷达各发射通道信号低的自相关峰值旁瓣和低的互相关值，以及严格的正交性）的前提下，将通信信息包含在雷达各发射通道中。

本发明利用软扩频双正交的思想对雷达各发射通道进行编码，用遗传算法来进行扩频码的优化。为成功解调出软扩频双正交编码相位中所携带的信息，本发明将各通道的第一个编码码元作为相偏基准来实现自己通道的相偏估计；同时，为实现时间同步和载波频偏的跟踪，本发明预留专门的通道作为时频基准通道，该通道不携带通信信息，始终发送特定的双方已知的编码信号。

一体化编码后雷达各发射通道仍满足严格的正交性；图4、图5画出了发射通道数M=5时，通道信号之间的自、互模糊函数图，从模糊图结果可知，一体化***中，雷达各发射通道信号具有低的自相关峰值旁瓣和低的互相关值。

二、解码过程：

一体化背景下，通信接收设备的解码过程主要包括下列内容：

（1）时间同步

一体化工作模式下，雷达以脉冲的形式向通信设备传送通信信息，因此，通信设备首先需要实现时间同步，才能截取有效脉冲信号，进行信息提取。

（2）载波频偏跟踪

雷达与通信接收设备采用不同的本振原，接收信号经数字下变频后，信号仍会受到载波频偏的调制，该频偏会影响后续的解码处理，因此，通信接收设备需要对载波频偏进行跟踪记忆。利用α-β滤波器来实现频偏值的实时记忆，可以保证数据频偏校正的准确性。

（3）相偏提取

各通道信号在传输过程中，初始相位会有一定的偏差，该相位偏差会影响各通道信号初始相位的准确解调，从而影响雷达探测波形所携带的第二部分通信信息的提取。因此，通信解码必须提取出各通道信号的相位偏差，并对各通道信号进行相位补偿。

（4）通信解码

如图1所示，解码具体步骤如下：

步骤1数据接收：

步骤1-1自接收机接收下变频、采样得到的数据，记为X(n)，***采样率为1/T_C,T_C为子码串的码片间隔。

步骤1-2判断接收端是否具有当前时刻频偏的先验信息，如有直接转步骤3，否则转步骤2。

步骤2频偏搜索与跟踪起始

步骤2-1搜索收发站之间的频偏

步骤2-2利用步骤2-1的若干搜索结果

启动α-β滤波器，开始对

进行跟踪、记忆。

步骤3时间同步

设本次接收数据的时刻为m时刻，α-β滤波器第m-1时刻对第m时刻的频偏预测值为

步骤3-1按照编码规则产生与雷达第M个发射通道相同的基带信号序列H₀(n),1≤n≤(L+1)N，表示成表格形式为：

TF1

TF2

…

TFL+1

步骤3-2将H₀(n)调制在上，调制后的信号记为H(n)，H(n)可以表示为：

$H\left(n\right)=H_0\left(n\right)e^{\left(\mathrm{j\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}n{T}_C\right)}---\left(1\right)$

步骤3-4按照下式将H(n)、X(n)进行相关处理。

$y\left(n\right)=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{(L+1)N}X(n+i)H^{*}\left(i\right)---\left(2\right)$

步骤3-5根据相关运算的峰值位置确定接收信号的起始时刻n₀，并截取有效数据，记为X_C(n)：

X_C(n)=X(n),n₀≤n≤(L+1)N  (3)

步骤4载波频偏校正

利用下式对X_C(n)进行频偏校正：

$y_C\left(n\right)=X_C\left(n\right)e^{-\mathrm{j\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}n{T}_C},n_0\≤n\≤(L+1)N---\left(4\right)$

步骤5提取载波相偏：

步骤5-1截取y_C(n)中相偏基准对应的数据，表示为：

$y_C^{\left(1\right)}\left(n\right)=y_C\left(n\right),1\≤n\≤N---\left(5\right)$

步骤5-2如图2所示，将

分别与PR_i，i=1,2,…,M-1相乘求和得：

$R_C^i=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_C^{\left(1\right)}\left(n\right)\·P{R}_i\left(n\right),i=\mathrm{1,2},\·\·\·,M-1---\left(6\right)$

步骤5-3计算复数

i=1,2,…,M-1的相位，记为

i=1,2,…,M-1，并将

作为第i个通道的相偏估计值。

步骤6将有效数据以长度N为单位，分路进行处理。

步骤6-1将y_C(n)以长度N为单位进行分段，并将得到的L段数据分别送入对应解码支路的M-1个相关接收器中进行解码处理，单个解码支路如图3所示。其中，送入第k个解码支路的数据可以表示为：

y_k(n)=y_C(kN+n-n₀),k=1,2,…L,1≤n≤N  (7)

步骤6-2如图3所示，将送入各相关接收器的数据分成p个支路，每个支路的信号分别与其对应状态的子码串相乘求和，如公式(8)：

$Y_q^{i,k}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(n\right)C_{(i-1)\mathrm{Lp}+(k-1)p+q}\left(n\right);$      (8)

k=1,2,…L,i=1,2,…M-1,q=1,2,…p

(8)式中

为第k路信号在第i个相关接收器中与子码串C_{(i-1)Lp+(k-1)p+q}相乘求和的结果。

步骤7相偏校正

将

乘以相偏估计因子

结果如下：

步骤8比较判决，得到雷达发射端传送的通信信息

步骤8-1将

取实部进行比较判决，记第k个解码支路的第i个相关接收器的最大绝对值输出支路编号为q_i,k，得到雷达发射端传送的第1部分通信信息：

q_(i-1)L+k=q_i,k,i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L   (10)

步骤8-2判断

的符号，得到雷达发射端传送的第2部分通信信息：

$b_{(i-1)L+k}=\frac{Y_{q_{(i-1)L+k}}^{\′i,k}}{\left|Y_{q_{(i-1)L+k}}^{\′i,k}\right|},i=\mathrm{1,2},\·\·\·M-1;k=\mathrm{1,2},\·\·\·,L---\left(11\right)$

步骤8-3将q_(i-1)L+k、b_(i-1)L+k，i=1,2,…M-1,k=1,2,…,L分别进行组合，得到MIMO雷达发射端传递过来的两部分通信信息。

步骤9α-β滤波器状态更新

步骤9-1以

为中心，选取2G+1个频偏点：

$\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_g=\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}+\frac{g}{4(L+1)N{T}_C},g\∈[-G,G]---\left(12\right)$

步骤9-2将H₀分别调制到这些频点上：

$H_g\left(n\right)=H_0\left(n\right)e^{-\mathrm{jn\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_g{T}_C},n\∈[1,(L+1)N]---\left(13\right)$

步骤9-3用调制好的这些信号序列分别对步骤4得到的数据进行相关处理，记输出峰值为U_g,g=-G,-G+1,…,G。

$U_g=\left|\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^{(L+1)N}{X}_C\left(n\right){H^{*}}_g\left(n\right)\right|---\left(14\right)$

步骤9-4比较峰值输出结果，找到最大的输出峰值记为U_j=max(U_g,g=-G+1,…,G-1)，将U_j对应的频点记为△ω′_m，频偏估计的量测值为

$\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ω}}}_m=\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_m^{\′}+\frac{1}{k_d}\·\frac{U_{j+1}-U_{j-1}}{U_j}---\left(15\right)$

其中，k_d为误差电压线性拟合斜率。

步骤9-5计算频偏估计的残差为

$\mathrm{\Δ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_m\right)=\mathrm{\Δ}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ω}}}_m-\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}---\left(16\right)$

步骤9-6利用公式

$\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m}=\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}+\mathrm{\α}\·\mathrm{\Δ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_m\right)---\left(17\right)$

得到当前时刻的频偏估计值

步骤9-7利用公式

${\hat{v}}_{m/m}={\hat{v}}_{m/m-1}+\mathrm{\β}\frac{\mathrm{\Δ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_m\right)}{\mathrm{\ΔT}}---\left(18\right)$

计算当前时刻频偏变化率的估计值式中，△T为两次数据采集之间的时间间隔。

步骤9-8利用公式

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m+1/m}\\ {\hat{v}}_{m+1/m}\end{array}\right]=\end{array}\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\ΔT}\\ 0& 1\end{array}\right]\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m}\\ {\hat{v}}_{m/m}\end{array}\right]---\left(19\right)$

计算下一时刻的频偏预测值、更新状态变量。

实施例

一、编码

设M=5，L=6，p=2，预留第五个通道作为时频基准通道；并且假设子码串的码片宽度Tc=10^-6s，子码串长度N=128，载波频率ω/2π=10⁹Hz。

第1步，利用遗传算法来获得59个长为128的满足条件的子码串并对其编号。

第2步，用MATLAB随机产生第1部分通信信息和第2部分通信信息分别为：

第1部分：2，1，2，2，2，1，1，2，2，1，1，2，1，2，2，1，2，1，2，2，2，2，2，2。

第2部分：-1，1，1，-1，-1，1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1。

第3步，将两部分通信信息分别分配到4个发射通道的信息位中，分配结果如表3所示：

表3.各通道需要调制的通信信息

第4步，由表3中的第1部分信息为各发射通道的信息位选取对应的子码串，第2部分信息为所选子码串调制初始相位，从而得到雷达前4个发射通道信息位的编码如下：

第一通道：-C₂，C₃，C₆，-C₈，-C₁₀，C₁₁；

第二通道：C₁₃，C₁₆，C₁₈，-C₁₉，-C₂₁，-C₂₄；

第三通道：C₂₅，-C₂₈，-C₃₀，C₃₁，C₃₄，-C₃₅；

第四通道：-C₃₈，C₄₀，-C₄₂，-C₄₄，-C₄₆，-C₄₈。

第5步，为前4个通道的相偏基准位和第5个通道（时频同步通道）编码，得到雷达各发射通道最终的编码结果如表4所示：

表4.雷达各发射通道编码

图4、图5给出了第4个发射通道的自模糊图和第2、3通道的互模糊图。从图4、图5的结果可以看到，发射信号具有很低的自相关峰值旁瓣和很小的互相关值；并且，由信号自模糊图呈图钉状可知，雷达探测波形对多普勒信息较为敏感，检测低速目标能力强，并且具有较好的距离分辨率。另外，由于MIMO雷达采用低增益的宽波束照射，所以比传统的相控阵雷达具有更好的抗截获性能。

二、解码

设通信设备与雷达之间的距离为5000m，载波频偏△ω/2π=500Hz，接收信号信噪比为12dB，接收设备采样率为1/T_C。

第1步，对载波频偏进行捕获。

第2步，利用第1步的结果对下一组数据进行时间同步和载波频偏校正。

第3步，将校正后的信号进行相偏估计。

第4步，进行通信解码，解码结果如下：

解码后第一部分信息

解码后第二部分信息

第5步，计算当前时刻对下时刻的频偏预测值。

由解码结果可知，当信噪比为12dB时，本发明的解扩解码方法可准确获得原编码信息。

取信噪比-30～30dB，画出信噪比与误码率的关系曲线如图6，由曲线可知，当信噪比大于10dB时，本发明的解扩解码方法可准确解得雷达发射信号中包含的通信信息。

Claims (3)

1.一种基于MIMO雷达通信的一体化编码方法，其特征在于，包括以下步骤：

MIMO雷达设置步骤：MIMO雷达设置M个发射通道，每个通道包含L+1个编码码元预留第M个发射通道为时频同步基准；其余M-1个通道的第1个编码码元留作相偏基准，后L个编码码元为信息位，每个信息位有p个状态；

扩频码波形生成步骤：用遗传算法优化生成的（M-1）Lp+M+L个子码串，将这些子码串依次编号为C₁，C₂，...,C_{（M-1）Lp+M+L}，所述子码串为用作扩频码的基本编码序列；

信源信息编码步骤：将需由雷达探测波束传递的通信信息划分成两部分，分别进行编码；其中第一部分信息按照单极性p进制编码规则进行编码q₁,q₂,…,q_(M-1)L，第二部分按照双极性二进制编码规则进行编码b₁,b₂,…b_(M-1)L；以L个码元为单位，将两部分通信信息均匀分配至前M-1个通道中；

发射信号序列生成步骤：将各通道中两部分通信信息对应相乘，得到探测信号中信息部分的编码序列；在前M-1个通道中加入各自相偏基准编码PR_i，其中，PR_i与子码串的对应关系为：PR_i=C_{（M-1）Lp+i},i=1,2,...,M-1；在预留的时频基准通道中填入L+1个固定的的子码串组合而成的固定序列TF，最终得到MIMO雷达各发射通道的发射信号序列。

2.一种基于MIMO雷达通信的一体化解码方法，其特征在于，包括以下步骤：

数据接收步骤：接收机接收下变频、采样得到的数据X(n)，***采样率为1/T_C，T_C为子码串的码片间隔；判断是否具有当前时刻频偏的先验信息，如有，进入时间同步步骤，否则进入频偏搜索与跟踪起始步骤；

频偏搜索与跟踪起始步骤：搜索收发站之间的频偏

利用搜索到频偏结果启动α-β滤波器，对频偏

进行跟踪、记忆；

时间同步步骤：按照编码时在预留的时频基准通道的固定的子码串组合规则产生与雷达第M个发射通道相同的基带信号序列H₀(n),1≤n≤(L+1)N；将基带信号序列H₀(n)调制在α-β滤波器第m-1时刻对第m时刻的频偏预测值

上，m为当前接收数据时刻，调制后的信号H(n)为将采样数据X(n)与调制信号H(n)进行处理，得到处理结果y(n)，

*表示共轭复数；由相关处理的峰值位置确定接收信号的起始时刻n₀，根据接收信号的起始时刻n₀截取有效数据X_C(n)：X_C(n)=X(n),n₀≤n≤(L+1)N；

载波频偏校正步骤：

对有效数据X_C(n)进行频偏校正，得到频偏校正有效数据y_C(n)， $y_C\left(n\right)=X_C\left(n\right)e^{-\mathrm{j\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}n{T}_C},$ n₀≤n≤(L+1)N；

载波相偏提取步骤：截取频偏校正有效数据y_C(n)中相偏基准对应的数据

将数据

分别与相偏基准编码PR_i相乘求和，得到求和结果

$R_C^i=\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_C^{\left(1\right)}\left(n\right)\·P{R}_i\left(n\right),$ i=1,2,…,M-1；计算求和结果

的相位

i=1,2,…,M-1，并将

作为第i个通道的相偏估计值；

分路处理步骤：将频偏校正有效数据y_C(n)以长度N为单位进行分段，并将得到的L段数据分别送入对应解码支路的M-1个相关接收器中进行解码处理，送入第k个解码支路的数据表示为：y_k(n)=y_C(kN+n-n₀),k=1,2,…L,1≤n≤N，k=1,2,…,M-1；再将送入各相关接收器的数据分成p个支路，每个支路的信号分别与其对应状态的子码串相乘求和；

k=1,2,…L，i=1,2,…M-1，q=1,2,…p；

为第k路信号在第i个相关接收器中与子码串C_{(i-1)Lp+(k-1)p+q}相乘求和的结果；

相偏校正步骤：每个支路的信号分别与其对应状态的子码串相乘求和结果乘以相偏估计因子，得到相偏校正结果；

i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L;q=1,2,…,p，其中，

为第k路信号在第i个相关接收器中与其对应状态子码串相乘求和

的相偏校正结果，

为第i个通道的相偏估计因子；

比较判决步骤：将相偏校正结果

取实部

进行比较判决，得到雷达发射端传送的第1部分通信信息q_(i-1)L+k：q_(i-1)L+k=q_i,k,i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L，q_i,k为第k个解码支路的第i个相关接收器的最大绝对值输出支路编号；判断相偏校正结果取实部

的符号，得到雷达发射端传送的第2部分通信信息b_(i-1)L+k：

i=1,2,…M-1;k=1,2,…,L；将第1部分通信信息q_(i-1)L+k与第2部分通信信息b_(i-1)L+k分别进行组合，得到MIMO雷达发射端传递过来的两部分通信信息。

3.如权利要求1所述一种基于MIMO雷达通信的一体化解码方法，其特征在于，还包括α-β滤波器状态更新步骤：

以α-β滤波器第m-1时刻对第m时刻的频偏预测值

为中心，选取2G+1个频偏点：

g∈[-G,G]，

为选取的第g个频偏点；T_C为子码串的码片间隔；将基带信号序列H₀(n)分别调制到这些频点上，得到调制信号H_g(n)； $H_g\left(n\right)=H_0\left(n\right)e^{-\mathrm{jn\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_g{T}_C},$ n∈[1,(L+1)N]；

利用有效数据X_C(n)对调制信号H_g(n)进行处理，处理后的输出峰值U_g为，

g=-G,-G+1,…,G；比较峰值输出结果，找到最大的输出峰值U_j，U_j=max(U_g)；

根据U_j对应的频点△ω′_m计算时刻m的频偏估计的量测值

为：

其中，k_d为误差电压线性拟合斜率，U_j+1为第j+1个频点对应的输出峰值，U_j-1为第j-1个频点对应的输出峰值；

计算时刻m的频偏估计的△(△ω_m)残差为

得到当前刻的频偏估计值 $\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m},\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m}=\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m-1}+\mathrm{\α}\·\mathrm{\Δ}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_m\right);$ 计算当前时刻频偏变化率的估计值

△T为两次数据采集之间的时间间隔；

计算下一时刻的频偏估计值以及频偏变化率的估计值

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m+1/m}\\ {\hat{v}}_{m+1/m}\end{array}\right]=\end{array}\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\ΔT}\\ 0& 1\end{array}\right]\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{m/m}\\ {\hat{v}}_{m/m}\end{array}\right].$

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