CN103391183B - 一种可重构宽带数字信道化交换方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可重构宽带数字信道化交换方法及***，涉及通信领域。所述方法包括：设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组；提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数；根据所述频域参数从宽带上行信道中分离出各个业务子信号的基带频域数据；对所述分离得到的业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据；对宽带下行信道中业务子信号的基带频域数据进行综合处理，得到宽带下行信道的时域复基带数据。所述方法及***显著提高数字信道化器的灵活性。

Description

一种可重构宽带数字信道化交换方法及***

技术领域

本发明涉及卫星通信技术领域，特别涉及一种可重构宽带数字信道化交换方法及***。

背景技术

卫星通信应用环境日益复杂，相关技术、通信需求正在快速发展，同步卫星的高成本以及比地面***高得多的在轨技术更新难度，要求在轨同步卫星具有广泛的适应性、灵活性。具体来说就是要求：星上有效载荷对传输业务采用的具体帧结构、信道编解码方式、信号调制方式不敏感，具有广泛的适应性；星上有效载荷具备星载交换功能。数字信道化技术则正好适应该发展形势。

数字信道化技术是基于FDMA或MF-TDMA通信体制，在以上两种体制中，各个宽带上行信道包含若干个业务子信号，各个业务子信号在星上经过分离、交换、交换后综合等处理后，重新组成各个宽带下行信道信号。该处理过程在数字域完成，对应的有效载荷部件称为数字信道化器。数字信道化器具有以下特点：(1)可以实现任意业务子信号从任意上行信道到任意下行信道的路由过程；(2)可方便控制每个业务子信号的增益，可进行广播和组播；(3)与传统透明转发相比，数字信道化器在数字域实现，业务子信号的带宽可以灵活变化，因而它的有效通信容量可以得到提高；(4)与星载再生转发相比，数字信道化器不需要对业务子信号进行解调、再调制等处理，在同等容量下，可以大大降低星上有效载荷的复杂度，提高星上有效载荷的可靠性。

目前，星载转发要求：子信道复用数较高，且子信道带宽可任意配置。现有常用的数字信道化方法或多或少有些局限，灵活性较低：解析信号法要求所有待处理的子信道具有相同的带宽；数字下变频法要求子信道复用数少(一般为4～8)；树状法要求子信道复用数N与使用滤波和抽取结构的级数L间存在关系N＝2^L；多相离散DFT法通常要求所有子信道的带宽相同，且子信道之间的保护带宽相同；离散滤波器组法在子信道复用数大的情况下，计算量和存储量非常大。因此，必须寻找新的数字信道化方法，满足当今星载转发的需求，且计算量小，并且提高灵活性。

发明内容

（一）要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是：如何提供一种可重构宽带数字信道化交换方法及***，提高数字信道化器的灵活性。

（二）技术方案

为解决上述技术问题，本发明提供一种可重构宽带数字信道化交换方法，包括：

110：设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组；

120：提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数；

130：根据所述频域参数从每个宽带上行信道时域复基带数据中分离出各个业务子信号的基带频域数据；

140：对所述分离得到的各个业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到每个宽带下行信道完整的基带频域数据；

150：对每个宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据进行综合处理，最终得到每个宽带下行信道中的时域复基带数据。

其中，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；

其中，B表示所述宽带上行信道包含的基本子信道的最大数量。

其中，所述步骤120具体包括：

121：对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算出h(b,n)的完整频域参数H(b,k)，其中，L表示所述低通滤波器的阶数，k为整数且0≤k≤(N-1)，并且，

122：对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化；

123：舍弃定点量化后完整频域参数H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，经裁剪后得到低通滤波器的频域参数H′_b(k)。

其中，所述步骤130具体包括：

131：根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)，计算得到第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)；

132：根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的把选择的填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置；

133：重复执行步骤131到132，直到第i个宽带上行信道构造出完整的频域滤波器参数数组H_u,i(k)；

134：把第i个宽带上行信道的输入时域复基带信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)；

135：对各个宽带上行信道并行执行上述步骤131至134，得到每个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据。

其中，所述步骤140具体包括：

141：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和中心频率f_d,t,c(q)，计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)；

142：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，把第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,i,m(k)的相应位置；

143：重复上述步骤141至142，最终得到第t个宽带下行信道包含所有业务子信号基带频域数据的完整基带频域数据Y′_d,t,m(k)；

144：对所有宽带下行信道分别上述步骤141至143，得到每个宽带下行信道完整的基带频域数据。

其中，所述步骤150具体包括：

151：对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)；

152：对第t个宽带下行信道的Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)；

153：对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，其中

154：对所有宽带下行信道分别执行上述步骤151至153，得到每个宽带下行信道的时域复基带数据。

本发明还提供一种可重构宽带数字信道化交换***，包括：

设计单元，用于设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组；

提取单元，用于提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数；

分离单元，用于根据所述频域参数从宽带上行信道中分离出各个业务子信号的基带频域数据；

交换单元，用于对所述分离得到的业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据；

综合单元，用于对宽带下行信道中业务子信号的基带频域数据进行综合处理，得到宽带下行信道中的时域复基带数据。

其中，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；

其中，B表示所述宽带上行信道包含的基本子信道的最大数量。

其中，所述提取单元具体包括：

运算模块，用于对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算h(b,n)的完整频域参数H(b,k)，其中，L表示所述低通滤波器的阶数，k为整数且0≤k≤(N-1)，并且，

量化模块，用于对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化；

提取模块，用于舍弃定点量化后完整频域参数H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，得到经裁剪提取后的低通滤波器的频域参数。

其中，所述分离单元具体包括：

上行起始位置模块，用于根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)，计算得到第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)；

分离填充模块，用于根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的把选择的填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置；

分离结果模块，用于把第i个宽带上行信道的输入时域复基带信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)。

其中，所述交换单元包括：

下行起始位置模块，用于根据根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和中心频率f_d,t,c(q)，计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)；

综合填充模块，用于根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，把第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,t,m(k)的相应位置。

其中，所述综合单元包括：

循环移位模块，用于对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)；

IFFT计算模块，用于对第t个宽带下行信道的Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)；

重叠相加计算模块，用于对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，其中 $0\≤n\≤(\frac{N}{2}-1).$

（三）有益效果

本发明实施例所述可重构宽带数字信道化交换方法及***具有以下优势：与传统的透明转发技术相比，本发明具有一定程度的灵活的星上处理能力，从交换的角度来看，传统的透明转发主要采用微波交换矩阵进行交换，这种方法完全依赖于射频载波的变换，通常适合于不同波束之间的交换；数字信道化交换从基带角度直接针对不同的业务信道以及所对应的业务终端本身来进行，交换粒度更小。此外，运用数字信道化交换技术后，卫星通信***中的业务信道可以实现跨频段交换，如X频段与Ka频段之间的交换，不同频段终端之间的互通更加灵活。

附图说明

图1是本发明实施例1所述可重构宽带数字信道化交换方法流程图；

图2是本发明实施例1所述步骤120的细化流程图；

图3是本发明实施例1所述步骤130的细化流程图；

图4是本发明实施例1所述步骤140的细化流程图；

图5是本发明实施例1所述步骤150的细化流程图；

图6是本发明实施例2所述可重构宽带数字信道化交换***的模块结构示意图；

图7是本发明实施例2所述提取单元的内部模块结构示意图；

图8是本发明实施例2所述分离单元的内部模块结构示意图；

图9是本发明实施例2所述交换单元的内部模块结构示意图；

图10是本发明实施例2所述综合单元的内部模块结构示意图；

图11是本发明所述测试实验的宽带上行信道输入信号示意图；

图12是本发明所述测试实验的宽带下行信道的输出信号示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

实施例1

图1是本发明实施例1所述可重构宽带数字信道化交换方法流程图，如图1所示，所述方法包括：

110：设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组。

具体地，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；其中，B表示所述宽带上行信道可包含的基本子信道的最大数量。宽带下行信道包含的基本子信道的数量一般与宽带上行信道包含的基本子信道的数量相同。另外，待设计的低通滤波器组中每个滤波器的通带波动(α_p≤0.1dB)、阻带衰减(α_s≥114dB)、过渡带带宽BW_g、滤波器阶数L均相同，各个低通滤波器的通带带宽为BW(b)＝BW_min*b-2*BW_g，得到的各个低通滤波器的时域冲击响应为h(b,n)(1≤b≤B,0≤n≤L-1)。

120：提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数。

具体地，参见图2，所述步骤120具体包括：

121：对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算h(b,n)的完整频域参数H(b,k)，计算公式如下：

h(b,n)＝0,(L≤n≤(N-1));

$H(b,k)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h(b,n)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}(0\≤k\≤(N-1));$

其中，L表示所述低通滤波器的阶数，n为整数，此处的j表示复数的虚部，k为整数。

122：对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化，计算公式如下：

H(b,k)＝0;

$\left(\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b\right)\≤k\≤(N-1-\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b);$

其中，BW_min为所述宽带上行信道包含的基本子信道的带宽，f_s为数字信道化***的基带信号采样速率，并且，为偶数。

123：舍弃定点量化后H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，得到经裁剪提取后的低通滤波器的频域参数H′_b(k)，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{H}_b^{\′}(\left(\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b\right)+k)=H(b,k)& 0\≤k\≤(\left(\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b\right)-1)\\ H_b^{\′}(\left(\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b\right)+k-N)=H(b,k)& (N-\left(\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}b\right))\≤k\≤(N-1)\end{array}\right..$

130：根据所述频域参数从宽带上行信道中分离出各个业务子信号的基带频域数据。

具体地，参见图3，所述步骤130具体包括：

131：根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)（BW_u,i,z(p)＝BW_minb_u,i(p)，BW_min为基本子信道带宽；b_u,i(p)表示第i个宽带上行信道中第p个业务子信号占用的基本子信道个数），计算得到第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)，计算公式如下：

${\mathrm{FP}}_{u,i,s}\left(p\right)=\frac{f_{u,i,c}\left(p\right)-({\mathrm{BW}}_{u,i,z}/2)}{f_s/N}+\frac{N}{2}.$

132：根据第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的（如果b_u,i(p)=1，则依次类推），把选择的填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置，计算公式如下：

$H_{u,i}({\mathrm{FP}}_{u,i,s}\left(p\right)+k)=H_{b_{u,i}\left(p\right)}^{\′}\left(k\right);0\≤k\≤(\frac{{\mathrm{BW}}_{\min }}{(f_s/N)}{b}_{u,i}\left(p\right)-1).$

133：重复执行步骤131到132，直到依据第i个宽带上行信道的P_i个业务子信号的的中心频率和占用带宽参数构造出完整的H_u,i(k)；

134：把第i个宽带上行信道输入时域复基带信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)(1≤p≤P_i)；

具体的，首先根据x_u,i,m(n)计算得到X_u,i,m(k)，计算公式如下：

x_u,i,m(n)＝0,((N/2)≤n≤(N-1))

$X_{u,i,m}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{u,i,m}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}(0\≤k\≤(N-1));$

然后，对X_u,i,m(k)进行N/2点循环移位，得到X′_u,i,m(k)，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{X}_{u,i,m}^{\′}\left(k\right)=X_{u,i,m}(k+N/2)\\ X_{u,i,m}^{\′}(k+N/2)=X_{u,i,m}\left(k\right)\end{array}\right.0\≤k\≤(N/2-1);$

最后，H_u,i(k)和X′_u,i,m(k)进行N点对应相乘：

Y_u,i,m(k)＝X′_u,i,m(k)H_u,i(k) 0≤k≤(N-1)。

而Y_u,i,m(k)中就包含了第i个宽带上行信道各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)(1≤p≤P_i)。具体如下：

$Y_{u,i,p,m}\left(k\right)=Y_{u,i,m}({\mathrm{FP}}_{u,i,s}\left(p\right)+k),0\≤k\≤(\frac{{\mathrm{BW}}_{\min }}{(f_s/N)}{b}_{u,i}\left(p\right)-1)$

135：对各个宽带上行信道并行执行上述步骤131至134，可同时得到得到每个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据。

140：对所述分离得到的业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到宽带下行信道完整的基带频域数据。

具体地，参见图4，所述步骤140具体包括：

141：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的中心频率f_d,t,c(q)和占用带宽BW_d,t,z(q)（BW_d,t,z(q)＝BW_minb_d,t(q)，BW_min为基本子信道带宽；b_d,t(q)表示第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用的基本子信道个数），计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)。计算公式如下：

${\mathrm{FP}}_{d,t,s}\left(q\right)=\frac{f_{d,t,c}\left(q\right)-({\mathrm{BW}}_{d,t,z}/2)}{f_s/N}+\frac{N}{2}.$

142：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,t,m(k)的相应位置，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{d,t,m}^{\′}({\mathrm{FP}}_{d,t,s}\left(q\right)+k)=Y_{d,t,q,m}\left(k\right)\\ 0\≤k\≤\left(\frac{{\mathrm{BW}}_{\min }}{(f_s/N)}{b}_{d,t}\left(q\right)\right)\end{array}\right..$

143：重复上述步骤141至142，最终得到第t个宽带下行信道包含所有业务子信号基带频域数据的完整基带频域数据Y′_d,t,m(k)。

144：对所有宽带下行信道分别执行上述步骤141至143，得到每个宽带下行信道的完整基带频域数据。

150：对每个宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据进行综合处理，得到每个宽带下行信道的时域复基带数据。

其中，参见图5，所述步骤150具体包括：

151：对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)，用于后续IFFT运算，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{d,t,m}^{//}\left(k\right)=Y_{d,t,m}^{/}(k+N/2)\\ Y_{d,t,m}^{//}(k+N/2)=Y_{d,t,m}^{/}\left(k\right)\end{array}\right.0\≤k\≤(N/2-1)$

152：对Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)，计算公式如下：

$y_{d,t,m}^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{d,t,m}^{//}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}(0\≤n\≤(N-1))$

153：对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，计算公式如下：

$y_{d,t,m}\left(n\right)=y_{d,t,m}^{\′}\left(n\right)+y_{d,t,m-1}^{\′}(n+\frac{N}{2})(0\≤n\≤(N/2-1));$

其中，y_d,t,m(n)中包含了第t个宽带下行信道的Q_t个业务子信号，实现了交换后第t个宽带下行信道业务子信号综合。

154：对所有宽带下行信道分别执行上述步骤151至153，可同时得到每个宽带下行信道的时域复基带数据。

与现有的星载交换技术相比，本发明所述方法的优势主要体现在以下五个方面：

1)与传统的透明转发技术相比，本发明具有一定程度的灵活的星上处理能力：

从交换的角度来看，传统的透明转发主要采用微波交换矩阵进行交换，这种方法完全依赖于射频载波的变换，通常适合于不同波束之间的交换；数字信道化交换从基带角度直接针对不同的业务信道以及所对应的业务终端本身来进行，交换粒度更小。此外，运用数字信道化交换技术后，卫星通信***中的业务信道可以实现跨频段交换，不同频段终端之间的互通更加灵活。

2)与现有的星上再生转发技术相比，本发明的方法具有良好的适应能力：

从交换的角度来看，星上再生转发(如ATM交换或IP交换)需要进行解调、译码、交换、编码、调制等处理过程，增加了星上的有效载荷以及整个***的复杂性，也就是说，再生转发紧密依赖于物理层的设置，随着数字通信技术的不断发展，可能使得“再生转发”中已有的技术和平台过时，进而使***报废。而本发明的方法对物理层的依赖甚微，根本不需要进行调制解调和编译码等过程，因此卫星有效载荷的复杂度低，且该交换方法的适应能力强。

3)支持广播和组播功能：

传统的透明转发不支持组播功能。本发明的方法将透明转发由模拟域转移到数字域来实现，大大提高了星上处理的能力。这样，数字信道化交换可以直接将某个业务子信号号复制到组播业务所需的不同业务信道中进行传输。

4)***的信道划分更具灵活性：

在本发明的数字信道化交换装置中，相邻的基本子信道可以任意组合以适应各种不同类型的终端以及各种不同类型的业务，实现均匀或非均匀带宽的业务子信号交换。

5)***的功率控制更具有效性：

在本发明的数字信道化交换方法中，由于宽带上下行信道被划分成粒度更小的业务子信道，这样可以很方便地实现逐信道自动电平控制或转发器增益控制功能，最大限度地降低互调干扰的影响，使得***具有最优的负载性能。

本发明提出的数字信道化交换方法既适合均匀带宽星载交换场景，又适合非均匀带宽星载交换场景，满足当今星载转发的需求。在本方法中，不需对用户信号进行解调和译码，即其中的处理与信号的内容或波形无关。其次，虽然本发明所提出的星载交换方法和交换装置，主要是针对卫星通信***而言，但也可适用于其它软件无线电***。

实施例2

图6是本发明实施例2所述可重构宽带数字信道化交换***的模块结构示意图，如图6所示，所述***600包括：设计单元610、提取单元620、分离单元630、交换单元640和综合单元650。

所述设计单元610，用于设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组。

其中，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；其中，B表示所述宽带上行信道可包含的基本子信道的最大数量。

所述提取单元620，用于裁减提取所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数。

参见图7，所述提取单元620具体包括：

运算模块621，用于对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算h(b,n)的完整频域参数H(b,k)。

量化模块622，用于对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化；

提取模块623，用于舍弃定点量化后完整频域参数H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，得到经裁剪提取后的低通滤波器的频域参数。

所述分离单元630，用于根据所述频域参数从宽带上行信道中分离出各个业务子信号的基带频域数据。

参见图8，所述分离单元630具体包括：

上行起始位置模块631，用于根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)，计算得到第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)；

分离填充模块632，用于根据第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的（如果b_u,i(p)=1，则依次类推），把选择的根据FP_u,i,s(p)填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置，构造出完整的H_u,i(k)；

分离结果模块633，把第i个宽带上行信道的输入信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,j,p,m(k)(1≤p≤P_i)。

所述交换单元640，用于对所述分离得到的业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到宽带下行信道中业务子信号的基带频域数据。

参见图9，所述交换单元640具体包括：

下行起始位置模块641，用于根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和中心频率f_d,t,c(q)，计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)；

综合填充模块642，用于根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，把第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,t,m(k)的相应位置。

所述综合单元650，用于对宽带下行信道中业务子信号的基带频域数据进行综合处理，得到宽带下行信道的时域复基带数据。

参见图10，所述综合单元650具体包括：

循环移位模块，用于对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)；

IFFT计算模块，用于对第t个宽带下行信道的Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)；

重叠相加计算模块，用于对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，其中 $0\≤n\≤(\frac{N}{2}-1)$

以下给出一个本发明所述方法及***的测试实验，表1是实验中相关参数。

表1 实验参数表

另外，滤波器阶数L＝8088，则 $\frac{({\mathrm{BW}}_{\min }/2)}{(f_s/N)}=24.$

为了简化以及便于对比说明，采用宽带上下行信道数为1，采用附图11所示宽带上行信道输入信号作为测试信号。

附图11中宽带上行信道共有16个业务子信号，其中业务子信号6占据6个基本子信道，业务子信号7占据10个基本子信道，业务子信号16占据16个基本子信道。

通过本发明方法及***将宽带上行信道业务子信号6、7占用的频谱位置与业务子信号16占用的频谱位置交换，其他业务子信号占用的频谱位置不变，交换后输出的下行信号如附图10所示。

从附图12可以看出，下行信道中，原业务子信号6、7占用的频谱位置与原业务子信号16占用的频谱位置进行了互换，其他业务子信号保持不变。其实该交换过程的实现非常简单方便，因为第i个宽带上行信道包含的业务子信号个数、各个业务子信号的中心频率和带宽灵活多变，只需要根据第i个上行信道包含的业务子信号个数、各个业务子信号的中心频率和带宽在线配置相应的H_u,i(k)即可，其他处理不变，节省处理资源，具有高度灵活性。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (10)

1.一种可重构宽带数字信道化交换方法，其特征在于，包括：

110：设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组；

120：提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数；

130：根据所述频域参数从每个宽带上行信道时域复基带数据中分离出各个业务子信号的基带频域数据；

140：对所述分离得到的各个业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到每个宽带下行信道完整的基带频域数据；

150：对每个宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据进行综合处理，最终得到每个宽带下行信道中的时域复基带数据；

所述步骤120具体包括：

121：对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算出h(b,n)的完整频域参数H(b,k)，其中，L表示所述低通滤波器的阶数，k为整数且0≤k≤(N-1)，b为预定倍数，并且，

122：对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化；

123：舍弃定点量化后完整频域参数H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，经裁剪后得到低通滤波器的频域参数H′_b(k)。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；

其中，B表示所述宽带上行信道包含的基本子信道的最大数量。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤130具体包括：

131：根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)，计算得到第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)；

132：根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的把选择的填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置；

133：重复执行步骤131到132，直到第i个宽带上行信道构造出完整的频域滤波器参数数组H_u,i(k)；

134：把第i个宽带上行信道的输入时域复基带信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)；

135：各个宽带上行信道并行执行上述步骤131至134，得到每个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤140具体包括：

141：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和中心频率f_d,t,c(q)，计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)；

142：根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，把第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,i,m(k)的相应位置；

143：重复上述步骤141至142，最终得到第t个宽带下行信道包含所有业务子信号基带频域数据的完整基带频域数据Y′_d,t,m(k)；

144：对所有宽带下行信道分别上述步骤141至143，得到每个宽带下行信道完整的基带频域数据。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤150具体包括：

151：对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)；

152：对第t个宽带下行信道的Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)；

153：对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，其中

154：对所有宽带下行信道分别执行上述步骤151至153，得到每个宽带下行信道的时域复基带数据。

6.一种可重构宽带数字信道化交换***，其特征在于，包括：

设计单元，用于设计带宽为基本子信道带宽预定倍数的有限长单位冲激响应FIR等波纹低通滤波器组；

提取单元，用于提取裁减所述低通滤波器组中每个低通滤波器的频域参数；

分离单元，用于根据所述频域参数从宽带上行信道中分离出各个业务子信号的基带频域数据；

交换单元，用于对所述分离得到的业务子信号的基带频域数据进行交换处理，得到宽带下行信道中各个业务子信号的基带频域数据；

综合单元，用于对宽带下行信道中业务子信号的基带频域数据进行综合处理，得到宽带下行信道中的时域复基带数据；

所述提取单元具体包括：

运算模块，用于对所述低通滤波器的时域冲击响应h(b,n)补N-L个零点并进行N点FFT运算，计算h(b,n)的完整频域参数H(b,k)，其中，L表示所述低通滤波器的阶数，k为整数且0≤k≤(N-1)，b为预定倍数，并且，

量化模块，用于对完整频域参数H(b,k)进行18比特定点量化；

提取模块，用于舍弃定点量化后完整频域参数H(b,k)中数值为0的参数，并进行循环移位，得到经裁剪提取后的低通滤波器的频域参数。

7.如权利要求6所述的***，其特征在于，所述预定倍数b为整数，并且1≤b≤B；

其中，B表示所述宽带上行信道包含的基本子信道的最大数量。

8.如权利要求7所述的***，其特征在于，所述分离单元具体包括：

上行起始位置模块，用于根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的中心频率f_u,i,c(p)和占用带宽BW_u,i,z(p)，计算得到第p个业务子信号的频谱起始位置FP_u,i,s(p)；

分离填充模块，用于根据第i个宽带上行信道中第p个业务子信号的占用带宽BW_u,i,z(p)在频域参数H′_b(k)中选择相应的H′_bu,i(p)(k)，把选择的H′_bu,j(p)(k)填充到第i个宽带上行信道分离各个业务子信号的频域滤波器参数数组H_u,i(k)的相应位置；

分离结果模块，用于把第i个宽带上行信道的输入时域复基带信号x_u,i(n)均匀分段，每段长度取N/2，用x_u,i,m(n)表示第m个数据分段，根据x_u,i,m(n)和H_u,i(k)得到第i个宽带上行信道中各个业务子信号的基带频域数据Y_u,i,p,m(k)。

9.如权利要求8所述的***，其特征在于，所述交换单元包括：

下行起始位置模块，用于根据根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和中心频率f_d,t,c(q)，计算得到第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的频谱起始位置FP_d,t,s(q)；

综合填充模块，用于根据第t个宽带下行信道中第q个业务子信号占用带宽BW_d,t,z(q)和频谱起始位置FP_d,t,s(q)，把第t个宽带下行信道中第q个业务子信号的基带频域数据放置第t个宽带下行信道的基带频域数据Y′_d,t,m(k)的相应位置。

10.如权利要求9所述的***，其特征在于，所述综合单元包括：

循环移位模块，用于对第t个宽带下行信道的Y′_d,t,m(k)进行N/2点循环移位，得到Y″_d,t,m(k)；

IFFT计算模块，用于对第t个宽带下行信道的Y″_d,t,m(k)进行N点IFFT运算，得到y′_d,t,m(n)；

重叠相加计算模块，用于对第t个宽带下行信道的y′_d,t,m(n)的前N/2点数据和y′_d,t,m-1(n)的后N/2点数据进行N/2点重叠相加运算，得到交换后第t个宽带下行信道的时域复基带数据y_d,t,m(n)，其中