CN103368526B - 在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器 - Google Patents

在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN103368526B
CN103368526B CN201310163512.5A CN201310163512A CN103368526B CN 103368526 B CN103368526 B CN 103368526B CN 201310163512 A CN201310163512 A CN 201310163512A CN 103368526 B CN103368526 B CN 103368526B
Authority
CN
China
Prior art keywords
filter
branch
signal
circuit
mixing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201310163512.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103368526A (zh
Inventor
C·舒尔茨
M·哈姆斯
R·克雷恩坎普
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Apple Inc
Original Assignee
Intel Mobile Communications GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intel Mobile Communications GmbH filed Critical Intel Mobile Communications GmbH
Publication of CN103368526A publication Critical patent/CN103368526A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103368526B publication Critical patent/CN103368526B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0223—Computation saving measures; Accelerating measures
    • H03H17/0227—Measures concerning the coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/006—Signal sampling
    • H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H15/00—Transversal filters
    • H03H2015/007—Programmable filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H03H2017/0692—Transposed

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

本发明是在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器。一个实施例涉及组合的混频器滤波器电路。所述电路包括采样器、多个滤波器分支以及系数生成器。所述采样器构造为通过以指定率采样接收到的信号来提供采样信号。所述多个滤波器分支具有可选择的滤波器系数。所述多个滤波器分支构造为接收采样信号并且生成混频并滤波的输出信号而无需具有单独的混频器组件。所述系数生成器耦接于所述多个滤波器分支。所述系数生成器构造为对可选择的滤波器系数分配滤波器系数值以产生用于混频的滤波的输出信号的选择性混频函数。

Description

在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器
技术领域
本发明涉及一种通信***，并且具体涉及在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器。
背景技术
通信***使用发射器和接收器来传递信息。待通信的信息可以是各种类型的通信，包括但不局限于FM无线电广播、AM、蜂窝、蓝牙等等。
发射器执行一个或更多调制技术以生成通过承载信息的载波发射的信号。载波处于RF频率。在另一端，诸如采样接收器等接收器以合适的速率对数据采样并还原原始数据。对于通信存在若干重要的因素，诸如带宽、采样频率、信道、噪声等等。
发明内容
本发明的一个实施例涉及组合的混频器滤波器电路。所述电路包括采样器、多个滤波器分支以及系数生成器。所述采样器构造为通过以指定率采样接收到的信号来提供采样信号。所述多个滤波器分支具有可选择的滤波器系数。所述滤波器分支构造为接收采样信号并且生成混频并滤波的输出信号而无需具有单独的混频器组件。所述系数生成器耦接于所述多个滤波器分支。所述系数生成器构造为对可选择的滤波器系数分配滤波器系数值以产生用于混频并滤波的输出信号的选择的混频函数。
本发明的另一实施例涉及接收器***。所述***包括接收器、初级路径、次级路径以及加法器。所述接收器构造为提供接收到的信号。所述初级路径构造为对接收到的信号滤波和混频并且生成初级输出信号。所述初级输出信号可以包括想要的频带和图像频带。所述初级路径包括初级采样器和初级组合滤波器。所述初级组合滤波器进行滤波和混频两者。所述次级路径构造为对接收到的信号滤波和混频并且生成次级输出信号。所述次级输出信号可以包括相移频带或反射图像。所述次级路径包括次级采样器和次级组合滤波器。所述加法器将所述次级输出信号与所述初级输出信号组合以产生大体包括或仅具有想要频带的组合输出信号。
本发明的另一实施例涉及使用组合混频器滤波器进行滤波和混频的方法。提供包括混频函数性的滤波器。所述滤波器可以是FIR滤波器并且包括对于滤波器各分支的可编程滤波器系数。选择混频函数和滤波函数。基于选择的滤波函数选择或确定滤波器的分支数量。根据选择的混频函数将滤波器系数分配给各分支。然后对接收到的信号采样并且进行滤波以生成对应于选择的混频函数和选择的滤波函数的输出信号。
附图说明
图1A是混频器和FIR滤波器电路的简图。
图1B是混频器和FIR滤波器电路的另一简图。
图1C是组合的混频器和滤波器电路的另一简图。
图2是示出组合的混频器和滤波器的电路的电路图。
图3A是示出具有独立混频器的混频滤波器电路的简图。
图3B是示出根据本发明实施例的混频滤波器电路的简图。
图4是示出根据本发明实施例的混频滤波器电路的电路图。
图5是示出16抽头FIR滤波器的传递函数的曲线图。
图6是示出16抽头FIR滤波器的传递函数的另一曲线图。
图7是示出滤波器的传递函数的曲线图。
图8是示出具有集成混频的FIR滤波器的移位传递函数的曲线图。
图9是根据本发明实施例的接收器***的框图。
图10是示出根据本发明实施例的滤波和混频方法的流程图。
具体实施方式
本发明包括涉及在离散时域内具有内置混频器函数性的采样接收器的方法和***。这些包括在直接采样接收器中使用时变FIR滤波器以实现复合滤波器函数。其中一个这样的函数是将混频函数性结合进FIR滤波器。
采样接收器使用滤波和混频以便处理所接收到的信号。有限脉冲响应(FIR)滤波器是对于有限输入的脉冲响应具有有限持续时间的滤波器。脉冲响应持续给定数值的采样(N+1)然后降为零。无限脉冲响应(IIR)滤波器是脉冲响应在无限长时间上为非零的滤波器。IIR脉冲响应典型地随时间衰减。混频器可用于根据一些公式和数值缩放和修改样本。这些公式和数值可相对固定或是时变的。
采样接收器的一个实例使用SC滤波器和一阶无限脉冲响应(IIR)滤波器。SC滤波器被设计为MA-FIR滤波器。这导致在DC附近的低通(LP)滤波器函数和在采样频率附近或处于采样频率的对称带通(BP)。IIR滤波器是远处抑制的主要贡献者，如此，此类型接收器的带宽被严格地限制。基本上，要求采样频率处于或者大约是可接收的或已接收的RF信号的载波频率，这是显著的局限。另一实例是低中频(IF)方法。然而，这也会面临要求采样频率处于或者大约是载波频率的局限。如果带宽增加或如果多信道使用同一频率，诸如对于GPS/Glonass(全球导航卫星***)的情况，这尤其是有问题的。例如，问题可发生在两者频带以单步降频变换至单中频(IF)。
调频(FM)无线电广播也面临构架通常使用大约100MHz的本地振荡器(LO)频率的附加问题。这导致在其他标准RF频带中的谐波。此问题可通过选择固定LO频率来简化和解决。然而，由于最终的降频变换和滤波可能需要以数字方式执行，因此这会增加将要处理的带宽。
在时间离散域中执行的第二降频变换可在模数变换(ADC)之前使用，以便缓解带宽需求。为了减缓至少一些上述局限和缺陷，信号可以与矩形离散信号混合。另一方法将N抽头MA-FIR抽选滤波器与LO/N的离散混频组合。典型地，N等于4或6。此方法产生可选的、良好定义的频率。
图1A-1C提供将混频器函数性与FIR滤波器组合用以LO/4混频的各种技术的实例。混频器函数性将提供LO/4混频和4抽头FIR滤波器。各实例在时间离散域中提供第二降频变换，这可用于缓解带宽需求。
图1A是混频器和FIR滤波器电路100的第一个简图。电路100包括采样器fs、独立混频器110和FIR滤波器112。采样器fs获取输入信号的样本。混频器110将样本与函数混频以便降频变换信号。混频器110，在此例中，将输入信号与cos(2π/4*n)混频。降频变换的信号是混频器110的输出然后由FIR滤波器112接收。
FIR滤波器112在此例中是4抽头滤波器。如此，滤波器112具有4个分支或抽头。存在通过z-1算子(以Z变换记法)指定的3单位延迟的序列。存在4个滤波器系数或抽头权重，其组成滤波器112的脉冲响应。在此例中，滤波器系数为1。每个抽头的输出通过加法器加到先前抽头输出上。如此，生成输出信号，此信号为输入信号在fs/4的移动平均值。
图1B是混频器和FIR滤波器电路101的第二个简图。电路101包括采样器fs、FIR滤波器114。注意到在此例中不存在独立混频器，这是因为混频函数性作为FIR滤波器114的一部分执行，这由于混频信号具有等于FIR长度和抽选因子的4的周期性而可以完成。
采样器fs获取输入信号的样本。然后将采样的信号提供给FIR滤波器114。在此例中，FIR滤波器是4抽头滤波器并具有4个分支或抽头。存在通过z-1算子(以Z变换记法)指定的3单位延迟的序列。存在4个滤波器系数或抽头权重，其组成滤波器114的脉冲响应。代替使用独立的混频器，滤波器系数被调整或修改以执行此第二混频。此处，第一滤波器系数设为1，第二滤波器系数设为0，第三滤波器系数设为-1，第四滤波器系数设为0。每个抽头的输出通过加法器而加到先前抽头输出上。如此，生成输出信号，此信号为输入信号在fs/4的移动平均值。输出信号完全同于由图1A的电路100提供的输出信号。为滤波器系数设定的数值执行与混频器(cos(2π/4*n))相同的函数。如此，滤波器114包括集成混频函数性。
注意到第二和第四分支具有0系数值。结果，这些分支没有贡献于输出信号，进而可以被去除，从而进一步简化电路。
图1C是混频器和FIR滤波器电路102的第三个简图。电路102包括采样器fs、FIR滤波器116。注意到在此例中不存在独立混频器，这是因为混频函数性作为FIR滤波器116的一部分执行。
采样器fs获取输入信号的样本。然后将采样的信号提供给FIR滤波器116。在此例中，FIR滤波器实际上是4抽头滤波器，但只具有两个分支或抽头。存在通过z-2算子(以Z变换记法)指定的1单位延迟的序列。z-2算子对应于图1B的第三分支并仅仅是两个z-1运算或单位延迟的组合。
仅存在2个滤波器系数或抽头权重代替在电路101中使用的4个。对应于具有0滤波器值的滤波器系数的分支已被去除。如此，在此电路102中已省略电路101的第二和第四分支。
代替使用如图1A中的独立混频器，滤波器系数被调整或修改以执行此第二混频。此处，第一滤波器系数设为1，第二滤波器系数设为0，第三滤波器系数设为-1，第四滤波器系数设为0。然而，由于0值滤波器系数而导致非必要的第二和第四分支被省略。
每个抽头的输出通过加法器而加到先前抽头输出上。此处注意到，仅存在两个分支或抽头相加在一起，这是因为对应于设定为0的滤波器系数的抽头/分支已在电路102中被省略。如此，生成输出信号，此信号为输入信号在fs/4的移动平均值。输出信号相同于由图1A的电路100和图1B的电路101提供的输出信号。为滤波器系数设定的数值执行与混频器(cos(2π/4*n))相同的函数。结果，滤波器116包括集成混频函数性。
注意到电路102比电路101简化并且比电路100更简化。结果，复杂性和实施所需的元件同样减少。
图2是示出混频抽选滤波器的可能实施电路200的电路图。提供电路200作为实例并且电路200接收输入信号并生成LO/4的输出信号。电路200可以用于实现图1C中的滤波器。
电路200包括输入采样器202、移位寄存器204、读出和复位选通(readout and reset strobe)206、第一分支210、第二分支212和输出终端214。
输入采样器202、移位寄存器204和选通206在本地振荡器信号(LO)上计时。输入采样器202根据LO对输入信号采样并且将样本提供至第一和第二分支210和212。移位寄存器204将移位信号提供至第一和第二分支210和212。选通206将选通信号提供至第一和第二分支210和212。
第一分支210对应于图1C的第一分支并且接收无延迟的样本并生成输出信号的第一分量。第一分支210包括输入晶体管Ti，1、旋转晶体管Tr，1、旋转电容器Cr，1和输出晶体管To，1。移位信号由输入晶体管接收。选通信号被提供至旋转晶体管和输出晶体管。
第二分支212对应于图1C的第二分支并且接收样本并生成输出信号的第二分量。第二分支212包括输入晶体管Ti，2、旋转晶体管Tr，2、旋转电容器Cr，2和输出晶体管To，2。移位信号由输入晶体管接收。选通信号被提供至旋转晶体管和输出晶体管。
在输出终端214第一和第二分量被组合并被提供。输出电容器Co连接至输出终端214。
结果，输出终端提供作为输入信号的LO/4混频的输出信号。
图3A是示出具有独立混频器的混频滤波器电路300的简图。电路300在采样之后直接提供第二离散(复合)混频器。电路300在采样器后直接引入时变FIR滤波器。
电路300包括采样器fs、独立混频器310、FIR滤波器312和输出304。采样器fs获得输入信号的样本。混频器310将样本与函数混频以降频变换信号。混频器110，在此例中，将输入信号与cos(Ω*n)混频。降频变换的信号是混频器310的输出然后由FIR滤波器312接收。
FIR滤波器312在此例中是M抽头滤波器。如此，滤波器312具有M个分支或抽头。以320指定第一分支并且以322指定第M个分支。
存在通过z-1算子(以Z变换记法)指定的M-1单位延迟的序列。存在M个滤波器系数或抽头权重，其组成滤波器312的脉冲响应。在此例中，滤波器系数为1。每个抽头的输出通过加法器而加到先前抽头输出上。如此，以fs/M生成输出信号。
注意到适当地设定滤波器系数能够允许省略混频器310。
图3B是示出根据本发明实施例的混频滤波器电路301的简图。电路301也在采样之后直接提供第二离散(复合)混频器。然而，电路301不包括或不需要独立混频器系数。通过适当地选择滤波器系数能够获得任意混频。
电路301包括采样器fs、FIR滤波器314和输出304。采样器fs获得输入信号的样本。样本需要与函数混频以降频变换信号。在此例中，混频函数是cos(Ω*n)并在FIR滤波器314内执行。
FIR滤波器314在此例中是M抽头滤波器。如此，滤波器314具有M个分支或抽头。对于总共M个分支，以330指定第一分支并且以332指定第M个分支。
存在通过z-1算子(以Z变换记法)指定的M-1单位延迟的序列。存在M个滤波器系数或抽头权重，其组成滤波器312的脉冲响应。滤波器系数被编程或设定为选定值以将混频函数性集成进滤波器。每个抽头的输出通过加法器加到先前抽头输出上。如此，以fs/M生成输出信号。
为每个分支选择滤波器系数。第一个分支的系数设为cos(Ω*n)。第二个分支的系数被编程为cos(Ω*(n-1))。最后，最后一个或第M个分支的系数被编程为cos(Ω*(n-M+1))。遵循相同的模式，可编程剩余的系数。
图4是示出根据本发明实施例的混频滤波器电路400的电路图。提供电路400作为图3B的混频电路301的适当实施方式的实例。电路400可用于具有在离散时域内置混频器函数性的采样接收器。可以调整和修改电路400并且依然根据本发明。
电路400包括输入采样器402、移位寄存器404、读出和复位选通406、系数生成器408、多个分支410和输出终端414。多个分支410包括可配置/可选择数量的分支，其开始于第一分支412并且结束于第M分支432。如以下将讨论，多个分支410的每一个都可被编程。
输入采样器402、移位寄存器404、选通406和系数生成器408在本地振荡器信号(LO)上计时。输入采样器402根据LO对输入信号进行采样并且将样本提供至多个分支410。移位寄存器404将移位信号提供至分支410。选通406将选通信号提供至分支410。系数生成器408生成并且提供多个分支410的每一分支的系数。
多个分支410在渐增的单位延迟接收样本。多个分支410根据编程的滤波器系数生成输出信号的分量。各分量被相加以生成输出信号。
第一分支412对应于图3B的第一分支314并接收无延迟样本并且生成输出信号的第一分量。第一分支412包括输入晶体管Ti，1、旋转晶体管Tr，1、旋转可编程电容器Cr，1和输出晶体管To，1。可编程电容器由来自系数生成器408的系数信号调整或设定。移位信号由输入晶体管接收。选通信号被提供至旋转晶体管和输出晶体管。
第M分支432对应于图3B的第M分支并接收样本并且生成输出信号的第M分量。第M分支432包括输入晶体管Ti，M、旋转晶体管Tr，M、旋转电容器Cr，M和输出晶体管To，M。可编程电容器由来自系数生成器的系数信号调整或设定。移位信号由输入晶体管接收。选通信号被提供至旋转晶体管和输出晶体管。
多个分支410的剩余分支以类似方式构造。分支410产生输出信号的M个分量，这些分量相加在一起以生成在输出终端404提供的输出信号。输出电容器Co连接至输出终端404。
电路400示出为具有生成系数以产生图3A和图3B中所示混频的系数生成器408。应该知道系数生成器408可以通过调整多个分支的系数来生成并实现其他混频函数。此外，应该知道系数生成器408可以，例如，通过将相应的分支滤波器系数设定为零或大约为零的数值，来改变使用的分支数量。如此，系数生成器408可以改变函数和抽头或分支的数量以产生选择的滤波器和混频函数性。事实上，电路400可实现的混频的能力或质量仅受可实现系数的量化的限制，而这并非实际局限的。
以下提供了在FM无线电接收器***中使用诸如电路400等的组合混频器滤波器电路的实例。应知道本发明的混频器滤波器电路能够用于各种***、组件或接收中。然而，提供此例以方便对本发明的理解。
FM无线电信号通常位于76到108MHz之间的范围内并且在大约250MHz采样。采样之后，利用滤波器混频器电路400将接收到的采样信号降频变换。使用抽选因子(decimation factor)16，这将导致16个分支被使用。如此，M＝16。输出采样频率是fs/M＝15.625MHz。
接收到的采样信号被降频变换并降至零或低中频(IF)。输出电容Co在读出期间不会复位，如此***表现为IIR滤波器。该***的一个优势是由于固定的本地振荡器(LO)信号而导致尖坡行为被减轻。
图5是示出对于16抽头FIR滤波器的传递函数的曲线图500。传递函数是用于16抽头移动平均值(MA)FIR滤波器并跟随以上FM无线电广播实例。滤波器不包括如上所述集成进滤波器中的混频函数性。输入频率是250MHz并且输出样本频率是fs/M＝15.625MHz。
曲线图500包括x轴和y轴。x轴描述输入信号/频率而y轴以dB描述频率。线501描述对于16抽头FIR滤波器的响应。
可以看到传递函数的16段或部分。这些对应于滤波器中的16个抽头。此外，可见传递函数的每段衰减。
图6是示出对于16抽头FIR滤波器的传递函数的另一曲线图600。FIR滤波器是具有最终IIR滤波的16抽头MA FIR滤波器。滤波器不包括如上所述的集成进滤波器的混频函数性。曲线图600包括x轴和y轴。x轴描述输入信号/频率而y轴以dB描述频率。线601描述对于16抽头FIR滤波器的响应。
这里，反馈系数y设为11/12。在fs/2的最大衰减增加至大约50dB。传递函数显示具有高衰减的相对窄的响应。整体带宽大约是200kHz。
图7是示出对于滤波器的传递函数的曲线图700。此处滤波器是具有达到1MHz的最终IIR滤波的16抽头MA FIR滤波器。滤波器不包括上述的集成于滤波器中的混频函数性。曲线图700包括x轴和y轴。x轴描述达到1MHz的频率。y轴以dB描述频率。线701描述对于滤波器的响应。线701显示整体带宽大约是200kHz。
图8是示出对于具有集成混频的FIR滤波器的移位传递函数的曲线图800。FIR滤波器将混频函数性包括在滤波器内，诸如上面图4所示。
曲线图800包括x轴和y轴。x轴以MHz示出频率而y轴以dB示出响应(H)。正传递函数由线801表示而负传递函数由线802表示。
通过包括或集成混频函数性于FIR滤波器中，如曲线图800所示传递函数可变换为任意或选择的频率。选择的频率与输入频率有关。应注意带通输出频率由于抽选和内置混频而转化为DC频率。期望信道处在100MHz，其对应于线801的峰值。正函数也被称为期望的频带并且负函数也被称为图像频带。然而，图像频带导致在150MHz的不希望的信道。为了只获得期望的信道和期望的频带，图像频带需要被去除。图像去除被称为图像拒绝。
可以通过相加执行同样滤波混频操作的第二路径，但是进行相移并相加各输出来去除图像频带。
图9是根据本发明实施例的接收器***900的框图。***900包括组合滤波器-混频器组件和图像拒绝。
***900包括接收器902、初级信号路径904、次级信号路径906、加法器922和输出端908。接收器902向路径904和路径906提供接收到的信号。初级信号路径904处理接收到的信号并生成初级输出信号，该信号被提供给加法器922。次级信号路径906也处理接收到的信号并生成次级输出信号，该信号也被提供给加法器922。次级信号路径906引入可选择的延迟。
加法器922将初级输出信号加到次级输出信号上并在输出端908生成输出信号。初级输出信号包括诸如图8中正函数801等期望频带和诸如图8中负函数802等图像频带。次级输出信号包括这些频带的相移版本。加法器922将初级输出信号与次级输出信号组合。结果，次级输出信号的相移频带从在输出端908提供的输出信号中拒绝或去除图像频带。
初级路径904包括初级采样器910和初级组合的滤波器-混频器912。初级采样器910以选择的采样率对接收到的信号采样。例如，250MHz用于FM无线电广播。采样的信号被提供至执行滤波和混频的初级组合滤波器912。初级滤波器912包括具有选择系数的滤波器以提供混频和滤波函数(function)。此处，混频函数性(functionality)是cos(Ω*n)。上述的电路400是根据本发明的合适的滤波器的实例。初级滤波器912的输出是初级输出信号并被提供至加法器922。
次级路径906包括次级采样器916和次级组合的滤波器-混频器918。次级采样器916以选择的采样率对接收到的信号采样。例如，250MHz用于FM无线电广播。采样的信号被提供至执行滤波和混频的次级组合滤波器918。次级滤波器918包括具有选择系数的滤波器以提供混频和滤波函数。此处，混频函数性是j*sin(Ω*n)。此混频包括乘以j，由于其是相移ejπ/2，通过合并接收到的信号的适当延迟而获得j。上述电路400是根据本发明的合适的滤波器的实例。次级滤波器918的输出是次级输出信号并被提供至加法器922。如上所述，次级输出信号的相移频带从在输出端908提供的输出信号中拒绝或去除图像频带。
图10是示出根据本发明实施例的滤波和混频方法1000的流程图。方法1000在诸如FIR滤波器等滤波器内执行混频，以便在滤波的同时混频(例如，降频变换)输入信号。通过在滤波器内执行混频，可减小复杂性。
方法开始于方框1002，其中提供组合滤波器。滤波器包括混频函数性，诸如上述的滤波器/电路(例如，电路400)。滤波器是可编程的，因为分支的数量和/或每一分支的滤波器系数可修改以便产生选择的或期望的混频函数。在一个实例中，分支包括分配一个值以获得其分支的滤波器系数的可编程电容器。分支也可包括其他组成部分，诸如输入晶体管、旋转晶体管和输出晶体管等。
在方框1004中选择混频函数和滤波函数。混频函数对应于期望的输出，诸如移位至选择的频带。混频函数可包括升频变换或降频变换。滤波函数也根据期望输出来选择。一些考虑因素可包括输入信号频率、选择的输出频率、采样率、噪声比等等。
在方框1006中选择滤波器的分支数量。选择典型地基于选择的滤波函数。在一个实例中，将分支的数量选择为4。在另一实例中，将分支的数量选择为15。
在方框1008中选择和指定对于分支的滤波器系数。根据选择的混频函数来选择各系数。应该知道系数可设定为0以便基本地关闭特定分支。
由信号或程序将系数分配给滤波器的分支。可存在系数生成器，其在操作期间确定并分配系数。在一个实例中，系数生成器向每一分支的可编程电容器编程系数值。
在方框1010采样的信号由组合滤波器滤波并采样。通过对接收到的信号以指定采样率采样来获得采样的信号。在一个实例中，根据本地振荡器信号执行采样。组合滤波器根据选择的滤波函数对采样的信号滤波。另外，根据选择的混频函数对采样的信号混频。将滤波的且混频的信号提供作为输出信号。
也可执行其他操作。在一个实例中，通过生成相移信号并且将相移信号与输出信号组合以大体上去除图像频带并留下期望频带，从而从输出信号中去除图像频带。
尽管将上述方法1000说明和描述为一系列行为或事件，但应该知道这些行为或事件的例示顺序不被解释为局限的。例如，一些行为可以不同顺序发生和/或与除了文中所示出的和/或描述的行为或事件之外的其他行为或事件同时发生。另外，不是所有例示的行为可需要来实施此处披露的一个或更多方面或实施例。此外，此处描述的一个或更多行为可在一个或更多独立行为和/或阶段中执行。
尤其关于上述组成部分或结构(组件、器件、电路、***等)执行的各种功能，用于描述这些组成部分的术语(包括对“装置”的引用)，除非另有说明，否则意在对应于进行所述组成部分的指定功能的任何组成部分或结构(例如，在功能上等同)，即使与进行在本发明示例性实施方式中所例示的功能的所公开结构在结构上不等同，亦是如此。另外，尽管可相对于若干实施方式的仅一个实施方式公开了本发明的特定特征，但此特征也可与对于任何给定或特定应用所可能期望的和有利的其他实施方式的一个或多个其他特征相结合。此外，就在详细描述和权利要求中使用的术语“包括有”、“包括”、“具有”、“含有”、“带有”或其变体而言，这些术语意在与术语“包含”类似而表示包含的。

Claims (18)

1.一种组合的混频器-滤波器电路，所述电路包括：
采样器，其构造为提供采样信号；
多个滤波器分支，其具有可选择的滤波器系数，所述多个滤波器分支构造为接收所述采样信号并且根据选择的滤波函数和选择的混频函数生成混频并滤波的输出信号；
系数生成器，其耦接于所述多个滤波器分支；并且
其中，所述系数生成器构造为在操作期间以及根据选择的混频函数调整并向所述可选择的滤波器系数分配滤波器系数值。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述多个分支各自包括输入晶体管、旋转晶体管、可编程电容器以及输出晶体管。
3.根据权利要求2所述的电路，其中，所述多个分支的每一个分支的所述可编程电容器可由所述系数生成器编程。
4.根据权利要求1所述的电路，其中，所述多个分支包括单位延迟。
5.根据权利要求1所述的电路，其中，所述滤波器系数包括零值或非零值。
6.根据权利要求1所述的电路，其中，选择的滤波函数是移动平均值。
7.根据权利要求1所述的电路，其中，所述系数生成器构造为确定待使用的所述多个分支的数量。
8.根据权利要求1所述的电路，其中，通过所述滤波函数确定所述多个分支的数量。
9.根据权利要求1所述的电路，其中，所述多个分支是FIR滤波器。
10.根据权利要求1所述的电路，还包括：移位寄存器，其耦接至所述多个分支。
11.根据权利要求10所述的电路，其中，所述移位寄存器和所述采样器对本地振荡器信号进行操作。
12.一种接收器***，所述***包括：
接收器，其构造为提供接收到的信号；
初级路径，其构造为对所述接收到的信号滤波和混频并且生成初级输出信号，其中所述初级输出信号包括想要的频带和图像频带；
次级路径，其构造为对所述接收到的信号滤波和混频并且生成次级输出信号，其中所述次级输出信号包括相移频带；以及
加法器，其构造为将所述初级输出信号与所述次级输出信号组合并且生成大体由所述想要的频带组成的组合输出信号。
13.根据权利要求12所述的***，其中，所述初级路径包括初级采样器和初级滤波器，其中所述初级滤波器构造为执行初级混频函数。
14.根据权利要求13所述的***，其中，所述次级路径包括次级采样器和次级滤波器，其中所述次级滤波器构造为执行次级混频函数。
15.根据权利要求14所述的***，其中，所述初级滤波器和所述次级滤波器是移动平均值有限脉冲响应滤波器。
16.一种滤波和混频方法，所述方法包括：
提供包括混频函数性的滤波器；
选择混频函数和滤波函数；
基于选择的滤波函数选择滤波器的分支数量；以及
在操作期间以及根据选择的混频函数调整并向所述滤波器的各分支分配滤波器系数。
17.根据权利要求16所述的方法，还包括：对接收到的信号采样并且用所述滤波器对采样信号进行混频和滤波以生成具有选择的混频函数的输出信号。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：从所述输出信号中去除图像频带。
CN201310163512.5A 2012-04-10 2013-04-10 在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器 Active CN103368526B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/443394 2012-04-10
US13/443,394 US8848847B2 (en) 2012-04-10 2012-04-10 Sampling receiver with inherent mixer functionality
US13/443,394 2012-04-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103368526A CN103368526A (zh) 2013-10-23
CN103368526B true CN103368526B (zh) 2016-12-07

Family

ID=49210049

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310163512.5A Active CN103368526B (zh) 2012-04-10 2013-04-10 在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8848847B2 (zh)
CN (1) CN103368526B (zh)
DE (1) DE102013103452B4 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2499080B (en) * 2012-12-04 2014-12-31 Broadcom Corp Method and apparatus for adjusting layer 3 filter coefficients
DE102014214555A1 (de) * 2014-07-24 2016-01-28 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Funkempfänger für ein Kraftfahrzeug, Kraftfahrzeug, Verfahren und Computerprogramm für einen Funkempfänger
EP3763037A1 (en) * 2018-04-13 2021-01-13 Huawei Technologies Co., Ltd. Electrical circuit for filtering a local oscillator signal and harmonic rejection mixer

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5732337A (en) * 1995-08-10 1998-03-24 Ford Motor Company Reconfigurable mixer-filter-decimator
CN101262240A (zh) * 2008-04-25 2008-09-10 浙江大学 一种易于硬件实现的全数字频率变换的方法及其装置
CN102318198A (zh) * 2009-02-18 2012-01-11 技术研究及发展基金有限公司 稀疏多频带信号的高效采样和重建

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7047264B2 (en) * 2001-03-02 2006-05-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Frequency converter
JP4205509B2 (ja) 2003-08-19 2009-01-07 パイオニア株式会社 マルチパスひずみ除去フィルタ
JP3668780B2 (ja) 2003-12-09 2005-07-06 独立行政法人産業技術総合研究所 Ｆｉｒフィルタ
US7386581B2 (en) 2003-12-31 2008-06-10 Stmicroelectronics, Inc. Performance FIR filter
CN101682297B (zh) 2007-06-04 2012-06-27 Nxp股份有限公司 包含频带选择的数字信号处理电路和方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5732337A (en) * 1995-08-10 1998-03-24 Ford Motor Company Reconfigurable mixer-filter-decimator
CN101262240A (zh) * 2008-04-25 2008-09-10 浙江大学 一种易于硬件实现的全数字频率变换的方法及其装置
CN102318198A (zh) * 2009-02-18 2012-01-11 技术研究及发展基金有限公司 稀疏多频带信号的高效采样和重建

Also Published As

Publication number Publication date
US8848847B2 (en) 2014-09-30
US20130266101A1 (en) 2013-10-10
DE102013103452B4 (de) 2018-08-16
CN103368526A (zh) 2013-10-23
DE102013103452A1 (de) 2013-10-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5269614B2 (ja) Ｖｈｆ／ｕｈｆ／ｇｓｍ／ｇｐｓ／ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ／コードレス電話におけるトランシーバの開発
US20150214926A1 (en) Discrete-time filter
CN103368526B (zh) 在离散时域具有内置混频器函数性的采样接收器
WO2013189547A1 (en) Superheterodyne receiver
US20140171009A1 (en) Radio Frequency Receiver
US7602862B2 (en) Mixing module and methods for use therewith
WO2013184801A2 (en) Reconfigurable variable length fir filters for optimizing performance of digital repeater
RU2292658C2 (ru) Цифровой многочастотный приемопередатчик
US6031431A (en) Methods and apparatus for implementing modulators and programmable filters
CN102082578B (zh) 一种通用超宽带接收方法
CN1545764A (zh) 数字下变频器
US6452982B1 (en) Method and system for-down-converting a signal
CN107144821A (zh) 宽带数字阵雷达中基于时延波束形成的高效接收通道
US7729682B2 (en) Receiver and methods for use therewith
EP3435550B1 (en) Digital up-converter and method therefor
CN101277101B (zh) 具有滤波器的***以及传输***
EP0783812B1 (en) Method and apparatus for transmultiplexer a multi-channel information signal
EP3036838A1 (en) An agile radio architecture
DE102008014754B4 (de) Kombinierter Mischer und Mehrphasendezimator
CN110690909B (zh) 一种低复杂度的动态非均匀信道化用户分离方法
CN113114166A (zh) 基于fpga的高速并行ddc及fir滤波处理方法
CN108226969B (zh) 一种实现信号处理的方法及接收机
Osman et al. Software defined radio on FPGA
Chen et al. VLBI wideband digital SSB converter based on poly-phase filter banks
CN116359871A (zh) 一种信号处理方法和图像采集设备

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: Neubiberg, Germany

Applicant after: Intel Mobile Communications GmbH

Address before: Neubiberg, Germany

Applicant before: Intel Mobile Communications GmbH

COR Change of bibliographic data
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20200713

Address after: California, USA

Patentee after: Apple Inc.

Address before: California, USA

Patentee before: INTEL Corp.

Effective date of registration: 20200713

Address after: California, USA

Patentee after: INTEL Corp.

Address before: Neubiberg, Germany

Patentee before: Intel Mobile Communications GmbH

TR01 Transfer of patent right