CN103326659A - 一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，属于电机调速领域。其特征在于，采用定子磁链矢量与定子电流矢量的点乘构成闭环，进行磁场定向控制校正，实现转矩与磁链的完全解耦。本发明解决了由于参数不准造成的转子磁场定向不准的问题，提高了异步电机矢量控制的性能，找到了一种新型的异步电机解耦控制算法，使异步电机的控制性能更加接近直流电机控制性能。

Description

一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法

技术领域

本发明涉及矢量控制***在异步电机驱动控制领域的应用，如笼型异步电动机在电动汽车中的应用等。

背景技术

随着石油等不可再生能源的减少，必须寻找一种石油的替代品。电动汽车采用电驱动，解决了石油危机带来的对汽车行业的冲击。异步电机广泛应用于电动汽车驱动领域，推动了新能源汽车的蓬勃发展。异步电机常采用基于转子磁场定向的矢量控制算法，矢量控制使异步电机励磁电流与转矩电流解耦，从而使磁链和转矩解耦，获得了像直流电机一样的调速控制性能。然而，电机参数随着运行会发生变化。定转子电阻随温度发生变化，励磁电感随着磁链变化而变化，这会导致矢量控制定向不准，磁链和转矩不能完全解耦，降低异步电机控制性能，甚至恶化控制***。因此，需要研究转子磁场定向校正算法。

传统的异步电机矢量控制采用直接磁场定向控制或间接磁场定向控制，基本的矢量控制框架包括电流内环和转速外环，其控制的核心是确定定向的角度。实际***中，由于电机参数在运行过程中会变化，导致定向不准。为了解决这个问题，清华大学2005年提出了一种基于无功功率的异步电机矢量控制转子磁场准确定向方法，然而，该方法直接采用电压参考值来计算实际的无功功率。在实际***中，由于死区的存在，电压参考值大于电压实际值，导致计算的无功功率值大于实际无功功率，造成该方法定向不准。

发明内容

为了进一步提高电机矢量控制的定向精度，改善异步电机解耦控制性能，本发明提供了一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法。该方法在基本的异步电机矢量控制的基础上，采用定子磁链矢量与定子电流矢量的点乘构成闭环，对磁场定向进行控制校正。实现了转矩与磁链的完全解耦，提高了定向精度。

本发明是通过以下技术方案实现的：本发明提供了一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，按照以下步骤进行：

步骤1、采样电机定子三相电流i_A、i_B、i_C，经过第一坐标变换单元将该三相电流i_A、i_B、i_C变换到两相静止α-β坐标系上得到电流分量i_α、i_β，将电流i_α、i_β和输入电压u_α、u_β带入异步电机定子电磁电压模型计算得到定子磁链分量λ_sα、λ_sβ；

所述的第一坐标变换单元是将三相交流量变换到两相静止α-β坐标系，计算公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right]$

所述的定子磁链分量λ_sα、λ_sβ的计算公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{s\α}}\\ {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{theta}\right)& \sin \left(\mathrm{theta}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{theta}\right)& \cos \left(\mathrm{theta}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\sqrt{1+k^2}}{s+k\left|{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\\ \frac{\sqrt{1+k^2}}{s+k\left|{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\end{array}\right]$

式中，theta为相位补偿角，

k为一个滤波系数，ω_real为校正后的同步频率，ω_real=ω_e+Δω，Δω为同步频率偏差量，ω_e为基本同步频率，sgn(ω_real)为符号函数，R_s为定子电阻；

步骤2、根据第1步得到的电流i_α、i_β和定子磁链分量λ_sα、λ_sβ计算得到调整模型ADJ，如下式：

ADJ=(i_αλ_sα+i_βλ_sβ)

步骤3、根据设定的转矩指令电流i_{sq_ref}和设定的励磁指令电流i_{sd_ref}计算得到参考模型REF，如下式：

$\mathrm{REF}=L_s{i}_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}^2+\mathrm{\σ}{L}_s{i}_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}^2$

式中，L_s为定子电感；σ为漏感系数，

L_r为转子电感，L_m为励磁互感

步骤4、将步骤3得到的参考模型REF减去步骤2得到的调整模型ADJ得到误差项ERR，误差项ERR经过比例积分调节器得到同步频率偏差量Δω；

所述的比例积分调节器表达式为：

k_p+k_i/s

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数，s为拉普拉斯算子；

比例系数k_p和积分系数k_i由试凑的方法得到。

步骤5、将步骤4得到的同步频率偏差量Δω经过积分得到角度偏差量Δθ，具体运算如下：

Δθ=Δθ+T_sΔω

式中，T_s为***采样周期；

步骤6、采样电机转速ω_r，并根据步骤3中设定的转矩指令电流i_{sq_ref}和励磁指令电流i_{sd_ref}，计算得到基本同步频率ω_e，如下式：

${\mathrm{\ω}}_e=p{\mathrm{\ω}}_r+\frac{1}{T_r}\frac{i_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}}{i_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}}$

式中，p为电机极对数，T_r为电机转子时间常数，T_r=L_r/R_r，R_r为转子电阻

步骤7、根据步骤6得到的基本同步频率ω_e进行积分得到基本定向角度θ，如下式：

θ=θ+T_sω_e

步骤8、将步骤7得到的基本定向角度θ减去步骤5得到的角度偏差量Δθ，得到定向角度θ_real；

步骤9：将步骤1得到的电流分量i_α、i_β和步骤8得到的定向角度θ_real经过第二坐标变换单元得到真实的励磁电流值i_sd和真实的转矩电流i_sq，即

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}& \sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}& \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

步骤10、将步骤3中设定的转矩指令电流i_{sq_ref}减去步骤9得到的真实的转矩电流i_sq得到转矩电流误差Δi_sq，Δi_sq经过比例积分调节器得到电压u_q；

将步骤3中设定的励磁指令电流i_{sd_ref}减去步骤9得到的真实的励磁电流i_sd得到励磁电流误差Δi_sd，Δi_sd经过比例积分调节器得到电压u_d；

步骤11、将步骤10得到的电压u_q、u_d和步骤8得到的定向角度θ_real经过第三坐标变换单元得到电压u_α、u_β，即

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}& -\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}\\ \sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}& \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{real}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]$

步骤12、将步骤11得到的电压u_α、u_β、步骤4得到的同步频率偏差量Δω和步骤6得到的基本同步频率ω_e带回步骤1用于第二次计算定子磁链λ_sα、λ_sβ，并重复步骤1到步骤12，直到ERR等于0为止。

上述控制方式，能自动校正转子磁场定向，使其与实际磁场方向一致，因此本发明有效的提高了电机矢量控制的定向精度，改善了异步电机解耦控制性能。

附图说明

图1为定向超前矢量图；

图2为定向滞后矢量图；

图3为本发明的整体***框图；

图4为图3中的定向校正环节的具体实施图；

图5为图4中的定子磁链电压模型的具体实施图；

图6为转矩电流i_{sq_ref}为21.9A时的带闭环校正环节和不带闭环校正环节时的电压-频率曲线对比图；

图7为转矩电流i_{sq_ref}为28.4A时本算法和基于无功功率算法的定向校正结果对比图；

图8为转矩电流i_{sq_ref}为59A时本算法和基于无功功率算法的定向校正结果对比图；

具体实施方式

异步电机磁场定向不准分为两种情况，一种是定向超前，一种是定向滞后。

定子电流矢量i_s与定子磁链矢量ψ_s的点乘为：

$i_s\·{\mathrm{\ψ}}_s=L_s{i}_s^2-\frac{L_m^2}{L_r}{i}_{\mathrm{sq}}^2$

式中，L_m为电机励磁互感；

1、如图1所示，定向超前即观测磁链超前实际磁链时，估计的坐标系

超前转子磁链λ_r所在的实际的坐标系d-q，这导致

定子电流i_s的幅值不变，因此定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘偏小；

2、如图2所示，定向滞后即观测磁链滞后实际磁链时，估计的坐标系

滞后转子磁链λ_r所在的实际的坐标系d-q，这导致

定子电流i_s的幅值不变，因此定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘偏大。

综合以上分析可知，定向超前时定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘偏小，定向滞后时定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘偏大，因此可以根据定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘构成闭环，以校正转子磁场定向。根据给定的转矩电流指令值i_{sq_ref}和给定的励磁电流指令值i_{sd_ref}计算得到定向准确时的定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘结果，即参考模型REF，如下式：

$\mathrm{REF}=L_s{i}_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}^2+{\mathrm{\σL}}_s{i}_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}^2$

式中，L_s为定子电感；σ为漏感系数，

L_r为转子电感；

参考模型REF只与电流指令有关，本身不受转子磁场定向精度的影响，因此称之为参考模型；然后，根据电流i_α、i_β和电压u_α、u_β以及电压模型磁链观测器可以计算得到定子磁链的两个分量λ_sα、λ_sβ，从而得真实的定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘结果ADJ，如下式：

ADJ=(i_αλ_sα+i_βλ_sβ)

ADJ与转子磁场定向精度有关，因此称之为调整模型；当定向超前时，定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘偏小，即ADJ<REF；反之，当定向滞后时，ADJ>REF；因此在实际应用中可根据参考模型REF和调整模型ADJ构成闭环，用于校正转子磁场定向，提高磁场定向精度。

图3为采用定子电流矢量与定子磁链矢量的点乘闭环进行转子磁场定向校正的***框图，图4为图3中定向校正环节的具体实施图，图5为图4中定子磁链电压模型的具体实施图，以下结合图3、图4和图5对本发明做进一步说明。

采样电机的三相电流i_A、i_B、i_C，经过第一坐标变换单元得到电流分量i_α、i_β，如图3所示；根据电流i_α、i_β和电压u_α、u_β以及转矩电流指令值i_{sq_ref}和励磁电流指令值i_{sd_ref}进行闭环控制得到角度偏差量Δθ，具体实施如图4所示；图4中，根据转矩电流指令值i_{sq_ref}和励磁电流指令值i_{sd_ref}计算得到参考模型REF，即

$\mathrm{REF}=L_s{i}_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}^2+{\mathrm{\&sigma;L}}_s{i}_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}^2$

然后根据电流i_α、i_β和电压u_α、u_β计算得到定子磁链λ_sα、λ_sβ，图5给出了定子磁链电压模型的具体实施图。如图5所示，定子磁链计算过程如下：

首先采用低通滤波器代替积分计算得到初步的定子磁链λ_sα1、λ_sβ1，如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}1}=\frac{1}{s+k\left|{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\&alpha;}}-R_s{i}_{\mathrm{\&alpha;}})\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}1}=\frac{1}{s+k\left|{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\&beta;}}-R_s{i}_{\mathrm{\&beta;}})\end{array}\right.$

式中，k为一个滤波系数，通常取3-5，ω_real为校正后的同步频率，ω_real=ω_e+Δω，Δω为同步频率偏差量，ω_e为基本同步频率，R_s为定子电阻；

然后对初步的定子磁链λ_sα1、λ_sβ1进行幅值补偿，得到幅值补偿后的定子磁链λ_sα2、λ_sβ2，如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}2}=\sqrt{1+k^2}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}1}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}2}=\sqrt{1+k^2}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}1}\end{array}\right.$

最后对幅值补偿后得到的定子磁链λ_sα2、λ_sβ2进行相位补偿得到最后的定子磁链λ_sα、λ_sβ，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})& \sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})\\ -\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})& \cos (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}2}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}2}\end{array}\right]$

式中，sgn(ω_real)是符号函数。

在计算得到定子磁链λ_sα、λ_sβ后，根据电流i_α、i_β和λ_sα、λ_sβ计算得到调整模型ADJ，即

ADJ=(i_αλ_sα+i_βλ_sβ)

参考模型REF减去调整模型ADJ并经过比例积分调节器得到同步频率偏差量Δω，Δω经过积分得到角度偏差量Δθ，即

Δθ=Δθ+T_sΔω

所用的比例积分调节器的表达式为：

k_p+k_i/s

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数，s为拉普拉斯算子，比例系数k_p和积分系数k_i由试凑的方法得到；

如图3所示，根据给定的转矩指令电流i_{sq_ref}和励磁指令电流i_{sd_ref}，以及采样得到的电机转速ω_r计算得到基本同步频率ω_e，ω_e进行积分得到基本定向角度θ，如下式：

${\mathrm{\&omega;}}_e=p{\mathrm{\&omega;}}_r+\frac{1}{T_r}\frac{i_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}}{i_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}},\mathrm{\&theta;}=\mathrm{\&theta;}+T_s{\mathrm{\&omega;}}_e$

式中，p为电机极对数，T_r为电机转子时间常数，T_r=L_r/R_r，R_r为转子电阻，T_s为***采样周期；

如图3所示，基本定向角度θ减去角度偏差量Δθ得到最终的定向角度θ_real。然后，根据θ_real和电流分量i_α、i_β，通过第二坐标变换单元得到真实的励磁电流i_sd和真实的转矩电流i_sq。指令转矩电流i_{sq_ref}减去真实的转矩电流i_sq并经过比例积分调节器得到电压u_q，指令励磁电流i_{sd_ref}减去真实的励磁电流i_sd并经过比例积分调节器得到电压u_d。电压u_q和u_d经过第三坐标变换单元得到电压u_α、u_β；电压u_α、u_β、电流i_α、i_β、同步频率偏差量Δω和基本同步频率ω_e用于第二次计算定子磁链λ_sα、λ_sβ和调整模型ADJ，进而通过图3虚线框内所示的定向校正环节控制产生角度偏差量Δθ，重复以上过程，直到参考模型和调整模型相等为止。

实施例：

为了突出本算法的优点，在15kW异步电机上进行了对比试验研究。所采用电机的额定电压为180V，额定电流为80A，额定频率为120Hz，极对数为2。采用DSP28335构成控制器。开关频率为2kHz，死区时间6微秒。分别采用基于无功功率闭环的磁场定向校正方法和本方法进行实验对比。

首先给定i_{sq_ref}为0，给定i_{sd_ref}为额定励磁电流35A，控制电机运行于不同的频率，采用电压探头记录电机定子电压有效值，并绘成曲线，如图6-8中的空载曲线。由于i_{sq_ref}=0，则基本同步频率

可见此时电机定向不受电机转子时间常数T_r的影响，电机端电压代表了电机定向准确时的电压。

其次，分别对带有定向校正环节和不带有定向校正环节的异步电机矢量控制***进行实验，以验证该校正环节的有效性。

不带定向校正环节，就是基本的异步电机间接转子磁场定向控制，如图3实现框内部分。给定i_{sq_ref}为21.9A，给定i_{sd_ref}为35A，从15Hz开始逐步增加电机频率到80Hz，即逐步增加电机转速ω_r，采用电压探头测量不同转速下的定子电压值，记录其有效值，并绘成曲线；然后加入定向校正环节，同样给定i_{sq_ref}为21.9A，给定i_{sd_ref}为35A，从15Hz开始逐步增加电机频率到80Hz，即逐步增加电机转速ω_r，采用电压探头再次测量不同转速下的定子电压值，记录其有效值，并再次绘成曲线；如图6所示。可见，不加校正闭环时（对应无闭环曲线），随着频率的增加，由于电机转子时间常数T_r受频率等非线性因素的影响，导致定向出现偏差，电机电压逐步降低；加入定向校正闭环（对应闭环曲线）后，随着频率的增加，电机电压也逐步增加，接近空载时的电压值，定向得到校正。

然后再次进行加载实验，对比本算法和基于无功功率算法的校正精度。

采用基于无功功率闭环的定向校正算法时，给定i_{sq_ref}为28.4A，给定i_{sd_ref}为35A，从15Hz开始逐步增加电机频率到80Hz，即逐步增加电机转速ω_r，采用电压探头测量不同转速下的定子电压值，记录其有效值，并绘成曲线；同样条件下，采用本算法进行试验并记录电压有效值，绘成曲线，结合空载时的电压曲线，得到如图7所示的实验结果。由图7可见，随着频率的增加，基于无功功率闭环的定向校正算法得到的电压小于基于本算法得到的电压值，本算法得到的电压值更接近空载时的电压值，即本算法提高了定向校正精度。

同理，采用基于无功功率闭环的算法和本算法再次进行试验，给定i_{sq_ref}为59A，给定i_{sd_ref}为35A，从15Hz开始逐步增加电机频率到80Hz，即逐步增加电机转速ω_r，采用电压探头测量不同转速下的定子电压值，记录其有效值，并绘成曲线，得到如图8所示的实验结果。由图8可见，随着频率的增加，基于无功功率闭环的定向校正算法得到的电压小于基于本算法得到的电压值，本算法得到的电压值更接近空载时的电压值，即本算法提高了定向校正精度。综上，从实验结果来看，本算法可以实现定向校正，并且与无功功率算法相比，因为本算法不受死区的影响，使定向精度得到进一步提高。

Claims (6)

1.一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于本控制方法包括如下步骤：

步骤1、采样电机定子三相电流i_A、i_B、i_C，经过第一坐标变换单元将该三相电流i_A、i_B、i_C变换到两相静止α-β坐标系上得到电流分量i_α、i_β，将电流i_α、i_β和输入电压u_α、u_β带入异步电机定子磁链电压模型计算得到定子磁链分量λ_sα、λ_sβ；

步骤2、根据第1步得到的电流i_α、i_β和定子磁链分量λ_sα、λ_sβ计算得到调整模型ADJ，如下式：

ADJ=(i_αλ_sα+i_βλ_sβ)

步骤3、根据设定的转矩指令电流i_{sq_ref}和设定的励磁指令电流i_{sd_ref}计算得到参考模型REF，如下式：

$\mathrm{REF}=L_s{i}_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}^2+\mathrm{\&sigma;}{L}_s{i}_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}^2$

式中，L_s为定子电感；σ为漏感系数，

L_r为转子电感，L_m为励磁互感；

步骤4、步骤3得到的参考模型REF减去步骤2得到的调整模型ADJ得到误差项ERR，误差项ERR经过比例积分调节器得到同步频率偏差量Δω；

步骤5、步骤4得到的同步频率偏差量Δω经过积分得到角度偏差量Δθ，具体运算如下：

Δθ=Δθ+T_sΔω

式中，T_s为***采样周期；

步骤6、采样电机转速ω_r，并根据步骤3中设定的转矩指令电流i_{sq_ref}和励磁指令电流i_{sd_ref}，计算得到基本同步频率ω_e，如下式：

${\mathrm{\&omega;}}_e=p{\mathrm{\&omega;}}_r+\frac{1}{T_r}\frac{i_{\mathrm{sq}\_\mathrm{ref}}}{i_{\mathrm{sd}\_\mathrm{ref}}}$

式中，p为电机极对数，T_r为电机转子时间常数，T_r=L_r/R_r，R_r为转子电阻；

步骤7、根据步骤6得到的基本同步频率ω_e进行积分得到基本定向角度θ，如下式：

θ=θ+T_sω_e

步骤8、将步骤7得到的基本定向角度θ减去步骤5得到的角度偏差量Δθ，得到定向角度θ_real；

步骤9：将步骤1得到的电流分量i_α、i_β和步骤8得到的定向角度θ_real经过第二坐标变换单元得到真实的励磁电流值i_sd和真实的转矩电流i_sq；

步骤10、将步骤3中设定的转矩指令电流i_{sq_ref}减去步骤9得到的真实的转矩电流i_sq得到转矩电流误差Δi_sq，Δi_sq经过比例积分调节器得到电压u_q；

将步骤3设定的励磁指令电流i_{sd_ref}减去步骤9得到的真实的励磁电流i_sd得到励磁电流误差Δi_sd，Δi_sd经过比例积分调节器得到电压u_d；

步骤11、将步骤10得到的电压u_q、u_d和步骤8得到的定向角度θ_real经过第三坐标变换单元得到电压u_α、u_β；

步骤12、将步骤11得到的电压u_α、u_β、步骤4得到的同步频率偏差量Δω和步骤6得到的基本同步频率ω_e带回步骤1用于第二次计算定子磁链λ_sα、λ_sβ，并重复步骤1到步骤12，直到ERR等于0为止。

2.根据权利要求书1所述的一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于：步骤1所述的第一坐标变换单元是将三相交流量变换到两相静止α-β坐标系上，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right].$

3.根据权利要求书1所述的一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于：步骤1所述的定子磁链电压模型采用改进的积分运算，步骤如下：

步骤1）、采用低通滤波器代替积分计算得到初步的定子磁链λ_sα1、λ_sβ1，如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}1}=\frac{1}{s+k\left|{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\&alpha;}}-R_s{i}_{\mathrm{\&alpha;}})\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}1}=\frac{1}{s+k\left|{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right|}(u_{\mathrm{\&beta;}}-R_s{i}_{\mathrm{\&beta;}})\end{array}\right.$

式中，k为一个滤波系数，ω_real为校正后的同步频率，ω_real=ω_e+Δω，Δω为同步频率偏差量，ω_e为基本同步频率，R_s为定子电阻；

步骤2）、对步骤1）得到的初步的定子磁链λ_sα1、λ_sβ1进行幅值补偿，得到幅值补偿后的定子磁链λ_sα2、λ_sβ2，如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}2}=\sqrt{1+k^2}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}1}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}2}=\sqrt{1+k^2}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}1}\end{array}\right.$

步骤3）、对步骤2）得到的幅值补偿后得到的定子磁链λ_sα2、λ_sβ2进行相位补偿得到最后的定子磁链λ_sα、λ_sβ，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})& \sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})\\ -\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})& \cos (\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{real}}\right){\tan }^{-1}\frac{1}{k})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&alpha;}2}\\ {\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{s\&beta;}2}\end{array}\right]$

式中，sgn(ω_real)是符号函数。

4.根据权利要求书1所述的一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于：步骤9所述的第二坐标变换单元将两相静止坐标系上的变量变换到两相同步旋转d-q坐标系上，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}& \sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}\\ -\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}& \cos {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right].$

5.根据权利要求书1所述的一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于：步骤11所述的第三坐标变换单元是将两相同步旋转d-q坐标系上的变量坐标变换到两相静止坐标系上，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}& \cos {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{real}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right].$

6.根据权利要求书1所述的一种异步电机转子磁场定向校正的控制方法，其特征在于：步骤4、步骤10中所述的比例积分调节器表达式为：

k_p+k_i/s

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数，s为拉普拉斯算子；

比例系数k_p和积分系数k_i由试凑的方法得到。

Images