CN103312648B - 通信***的同步偏移估计方法及装置、移动终端与基站 - Google Patents

Abstract

通信***的同步偏移估计方法及装置、移动终端与基站，所述通信***的同步偏移估计方法包括：对信号的信道估计结果进行R倍过采样；基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。本发明技术方案能很好的适应在移动信道以及生灭信道等无线信道环境，获得较好的***性能，并且不影响普通信道下的性能。

Description

通信***的同步偏移估计方法及装置、移动终端与基站

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及一种通信***的同步偏移估计方法及装置、移动终端与基站。

背景技术

在移动通信***中，需要保证发送端和接收端的采样时钟的同步。由于用户设备(UE，UserEquipment)的运行以及晶振的偏差，可能造成收发端时钟出现偏差，UE需要通过定时来维持同步。因此，采样时钟同步已经成为了相关通信***中一个重要的组成元素，而时钟同步中一个重要的组成部分就是准确估计出通信***中存在的采样时钟偏移。

通信***的同步偏移估计通常基于信道估计的插值方法，其基本原理是将信号的信道估计结果进行R倍过采样，R取决于对估计精度的需求，然后选取信号的最强路径对应的时刻作为最佳采样时刻。这种方法的估计精度取决于过采样的倍数，例如，如果进行了8倍过采样，那么得到的同步偏差估计精度为1/8码片(chip)。

对于每个子帧的信道估计结果，均可以采用上述方法得到一个信号在一定估计精度要求下的最强路径的估计位置，该估计位置就可以作为同步点位置，其与同步点目标位置之间的差即为***的同步偏移。

虽然这种常规的同步偏移估计方法，在普通的信道环境下能够有不错的***性能，但是在生灭信道以及移动信道等无线信道环境下，经常会因同步偏移估计结果的不准确而导致***性能较差。为了保持普通信道下的传输性能并能够很好的支持生灭信道以及移动信道，需要对同步偏移估计的方法进行优化与改进。

相关技术还可参考公开号为US2011122979(A1)的美国专利申请，该专利申请公开了一种采样时钟偏移估计和补偿方法及装置。

发明内容

本发明要解决的问题是现有技术难以适应在生灭信道以及移动信道等无线信道环境下通信***的同步偏移估计，以获得较好的***性能。

为解决上述问题，本发明技术方案提供一种通信***的同步偏移估计方法，包括：

对信号的信道估计结果进行R倍过采样；

基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；

根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。

可选的，所述对信号的信道估计结果进行R倍过采样包括：

对信号的信道估计结果进行R₁倍插值；

以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的最强路径和次强路径出现的区间；

分别在所述最强路径和次强路径出现的区间内对所述R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值；其中，R₁*R₂＝R。

可选的，所述基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率包括：

从所述对R₁倍插值后的信道估计结果中获取所述最强路径的估计位置的第一估计值L′_max和所述次强路径的估计位置的第一估计值V′_max；

从所述对R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值后的结果中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L″_max和功率以及所述次强路径的估计位置的第二估计值V″_max和功率；

以R₂*L′_max与L″_max之和作为所述最强路径的估计位置，以R₂*V′_max与V″_max之和作为所述次强路径的估计位置。

可选的，所述以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的次强路径出现的区间包括：

在所述R₁倍插值后的信道估计结果中，将所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空；其中N基于信道环境设定；

基于清空所述数据后的信道估计结果，确定信号的次强路径出现的区间。

可选的，R＝16，R₁＝2，R₂＝8。

可选的，所述根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移包括：

判断所述次强路径的功率是否大于门限值，是则以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移，否则以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差作为***的同步偏移；所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积。

可选的，所述门限参数的取值范围为[1/2，1)。

可选的，所述以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移包括：

以所述最强路径的估计位置L_peak与所述次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀确定整数倍码片的偏移ΔL_int；

以所述最强路径的估计位置L_peak与所述同步点的目标位置L_trgt计算出小数倍码片偏移ΔL_frac；

将所述整数倍码片偏移ΔL_int与小数倍码片偏移ΔL_frac之和作为***的同步偏移。

可选的，所述整数倍码片偏移ΔL_int＝T_0，int-L_trgt，其中：T₀＝round((L_peak+V_peak)/2)，round为四舍五入取整函数；所述小数倍码片偏移ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt，R)，其中mod为求余函数。

可选的，所述过采样通过升余弦滚降滤波器或低通滤波器实现。

可选的，所述通信***为TD-SCDMA通信***。

为解决上述问题，本发明技术方案还提供一种通信***的同步偏移估计装置，包括：

过采样单元，适于对信号的信道估计结果进行R倍过采样；

获取单元，适于基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；

同步偏移确定单元，适于根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。

为解决上述问题，本发明技术方案还提供一种包括上述通信***的同步偏移估计装置的移动终端以及一种包括上述通信***的同步偏移估计装置的基站。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下优点：

对信号的信道估计结果进行过采样，从过采样后的结果中获取信号的最强路径以及次强路径的估计位置和功率，再根据所述最强路径的功率与所述次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移，如此，通过估计出信号最强的两条路径来确定同步点位置能够准确地估计出***的同步偏移，从而能很好的适应移动信道以及生灭信道等无线信道环境，获得较好的***性能，并且不影响普通信道下的性能。

附图说明

图1是本发明实施方式提供的通信***的同步偏移估计方法的流程示意图；

图2是移动传播条件下通信***的时钟偏移示意图；

图3是生灭传播条件下通信***的时钟偏移示意图；

图4是本发明实施例提供的通信***的同步偏移估计装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在以下描述中阐述了具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以多种不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广。因此本发明不受下面公开的具体实施方式的限制。

图1是本发明实施方式提供的通信***的同步偏移估计方法的流程示意图。如图1所示，所述通信***的同步偏移估计方法包括：

步骤S101，对信号的信道估计结果进行R倍过采样；

步骤S102，基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；

步骤S103，根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。

下面以具体实施例对上述通信***的同步偏移估计方法作详细说明。

本实施例中，所述通信***为TD-SCDMA通信***。在其他实施例中，所述通信***也可以为其他采用了扩频技术的通信***，例如WCDMA、CDMA2000等通信***。因此，本发明实施例中所述的同步偏移估计方法能够适用于多种通信***，而不仅限于TD-SCDMA***。

如背景技术中所述，现有技术中的同步偏移估计方法，在普通的信道环境下能够有不错的***性能，但是在移动信道以及生灭信道等无线信道环境下，经常会因同步偏移估计结果的不准确而导致***性能较差。下面首先对移动传播条件和生灭传播条件作简要说明。

移动传播条件是有两个径的无衰落的信道模型。图2是移动传播条件下通信***的时钟偏移示意图，如图2所示，移动传播条件中的两个路径，一个为静态的——假设为在t₀时刻的路径P₀，一个为移动的——假设为在t₀′时刻的路径P₀′，两路径的幅度和相位相同，两个路径之间的时间差如公式(1)所示。

$\mathrm{\Δ\τ}=B+\frac{A}{2}(1+\sin (\mathrm{\Δ\ω}\·t))---\left(1\right)$

公式(1)中参数通常可以按照下表(移动传播条件多径参数表)取值：

A	5μs
		B	1μs
Δω	40*10-3s-1

生灭传播条件是具有两个信号路径的非衰落传播环境。生灭传播条件的两个信号路径，在“生”和“灭”状态间替换，信号路径在时间轴上的出现位置是随机等概率的。图3是生灭传播条件下通信***的时钟偏移示意图，如图3所示，假设某时刻时间轴上出现的两个信号路径分别为在P₁位置的路径1和在P₂位置的路径2，从一组相对时延[-3，-2，-1，0，1，2，3]chip(781.25ns)中随机选择，而且具有相同的幅度和相位。191ms后，在P₁位置的路径1消失(图中以虚线表示)，并立即在一个新的时延位置出现，出现的位置从[-3，-2，-1，0，1，2，3]chip这一组中随机选择，但不包括路径2原来所在的位置P₂，如图3中的位置P₁′，两个路径的幅度、相位保持不变；再过191ms，位于P₂位置的路径2消失，并立即在一个新的时延位置出现，出现的位置从[-3，-2，-1，0，1，2，3]chip这一组中随机选择，但不包括路径1原来所在的位置P₁′。两个路径的幅度、相位仍然保持不变；信号的两个路径如此重复地在时间轴上出现和消失。

移动传播条件和生灭传播条件为本领域技术人员所公知，在此不再详细描述。发明人发现，由于移动传播条件和生灭传播条件下无线信道环境的特殊性，可能会导致信道估计结果的出窗问题的产生，从而使现有技术中仅以信号的最强路径来确定同步偏移难以获得准确的估计结果，进而使***性能较差。因此，发明人考虑，可以通过估计出信号最强的两条路径的位置和功率来确定同步偏移，能够有效避免因信道估计结果的出窗问题而使同步偏移估计结果的不准确，从而能很好的适应移动信道以及生灭信道等无线信道环境，获得较好的***性能，并且不影响普通信道下的性能。

接下来对本实施例中的通信***的同步偏移估计方法进行说明。

首先执行步骤S101，对信号的信道估计结果进行R倍过采样。本实施例中，步骤S101中所述对信号的信道估计结果进行R倍过采样可以包括：

步骤S101a，对信号的信道估计结果进行R₁倍插值；

步骤S101b，以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的最强路径和次强路径出现的区间；

步骤S101c，分别在所述最强路径和次强路径出现的区间内对所述R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值；其中，R₁*R₂＝R。

在具体实施过程中，为了减少运算量，R倍过采样插值可以分两步进行，首先对信号的信道估计结果进行较小倍数的插值，目的是先确定出信号的最强路径和次强路径出现的区间，然后在确定出的区间内对经过前面一步插值后的结果再进行较大倍数的插值，通过后续步骤便可以从经过两次插值后的结果中获取最强路径的估计位置和功率以及次强路径的估计位置和功率，并据此进行同步偏移的估计。由于第二次插值过程中仅需要针对某两个区间内的信道估计结果进行，而不需要对激活检测窗口中所有的信道估计结果进行插值，因此计算量能大大减少，提高同步偏移估计的效率。

需要说明的是，虽然R、R₁、R₂之间的关系只需要满足R₁*R₂＝R即可，但通常来说，R、R₁、R₂均为正整数，且1＜R₁＜R₂。本实施例中，为了能够使估计精度达到1/16chip，取R＝16，R₁＝2，R₂＝8。在其他实施例中，也可以对R、R₁、R₂取其他的值，例如：估计精度在1/8chip的情况下，R＝8，R₁＝2，R₂＝4；当然，估计精度在1/16chip的情况下，也可取R＝16，R₁＝4，R₂＝4。

在实际实施时，出于成本的考虑，通信***中目前较多地使用数字补偿式晶体振荡器(DCXO)作为晶振，然而，由于DCXO的偏差比温度补偿式晶体振荡器(TCXO)大，并且不能进行自动调整，这种情况下，时钟偏移比较大，通常的1/8chip的估计精度已经不能满足性能的要求，必须估计出1/16chip精度的时钟偏移，在时钟出现1/16chip偏移的时候，通信***的接收端能够准确的估计出时钟偏差，从而进行调整，使得时钟偏差始终控制在1/16chip之内。由于估计精度取决于过采样的倍数，因此，为了能够达到1/16chip的估计精度，需要以16倍过采样。

本实施例中，可以使用目标用户的第一个激活检测窗口的信道估计结果进行同步偏差估计。在其他实施例中，也可以使用目标用户的其他任意激活检测窗口的信道估计结果进行同步偏差估计，还可以使用目标用户的多个激活检测窗口的信道估计结果进行同步偏差估计。若设第一个激活检测窗口的信道估计结果为h(k)，k＝0，1，2，...，W-1，其中W为窗口长度。

当R₁＝2，R₂＝8时，则步骤S101a具体为：对h(k)进行2倍插值，得到h′(k)。

h′(2k)＝h(k)，k＝0，1，2，...，W-1，

$h^{\′}(2k+1)={\mathrm{\Σ}}_{n=-\frac{M}{2}+1}^{\frac{M}{2}}h(k+n)\·f_2(2n-1),$ k＝0，1，2，...，W-1，

f₂(x)为升余弦脉冲， $f_2\left(x\right)=\left(\frac{\cos \left(\frac{\mathrm{\π\α}\left(x\right)}{2}\right)}{1-{\mathrm{\α}}^2{\left(x\right)}^2}\right)\·\left(\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{2}\right)}{\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{2}}\right),$

$x=-\frac{2M}{2},...,\frac{2M}{2}.$ 其中，M为参与插值的点数，α为滚降系数。本实施例中，具体取M＝6，α＝0.1。

需要说明的是，在本实施例中，所述过采样是通过升余弦滚降滤波器实现的，在其他实施例中，也可以通过低通滤波器对信号的信道估计结果进行过采样。

当R₁＝2，R₂＝8时，步骤S101b具体为：以所述2倍插值后的信道估计结果h′(k)确定信号的最强路径和次强路径出现的区间。

L′_max＝max_0≤i≤2W-2|h′(i)+h′(i+1)|²；L′_max是在经过2倍插值后的信道估计结果中获得的信号的最强路径的估计位置，该估计位置是对最强路径的位置较为粗略的估计值，可以将其作为信号的最强路径出现的区间的左端点，而所述最强路径出现的区间则为[L′_max，L′_max+1]。需要说明的是，在其他实施例中，也可以通过L′_max＝max_0≤i≤2W-2|h′(i)|²计算信号的最强路径的该估计位置。

步骤S101b中以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的次强路径出现的区间包括：在所述R₁倍插值后的信道估计结果中，将所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空；其中N基于信道环境设定；基于清空所述数据后的信道估计结果，确定信号的次强路径出现的区间。

其中，对所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空的目的是为了避免两个或两个以上的并不太强的信号形成合力，从而导致被误认为是次强路径上的信号。由于最强路径与次强路径之间一般存在一定时间间隔，通过将最强路径附近的N个路径的数据清空，可以较为准确地寻找到次强路径的估计位置。需要说明的是，N的取值基于实际的信道环境进行设定，一般N的设定范围可以为1～3，但N的值不能过大，否则可能导致将次强路径的数据被误删除。

本实施例中，取N＝2。在具体实现时，可以将序列{h′(i)}赋值给序列{b(i)}，并将序列{b(i)}在位置L′_max及其左右相邻的两个数据清零，即：

b(L′_max-2)＝0；b(L′_max-1)＝0；b(L′_max)＝0；b(L′_max+1)＝0；b(L′_max+2)＝0；

然后，在清零所述数据之后的序列{b(i)}中寻找信号的次强路径出现的区间：

V′_max＝max_0≤i≤2W-2|b(i)+b(i+1)|²。

类似地，V′_max是在经过2倍插值并清空最强路径及其附近路径的相应数据后的信通估计结果中获得的信号的次强路径的估计位置，该估计位置是对次强路径的位置较为粗略的估计值，可以将其作为信号的次强路径出现的区间的左端点，而所述次强路径出现的区间则为[V′_max，V′_max+1]。

当R₁＝2，R₂＝8时，步骤S101c具体为：在所述最强路径出现的区间[L′_max，L′_max+1]内对所述2倍插值后的信道估计结果h′(k)进行8倍插值，以及在次强路径出现的区间[V′_max，V′_max+1]内对所述2倍插值后的信道估计结果h′(k)进行8倍插值。

其中，在区间[L′_max，L′_max+1]内对h′(k)进行8倍插值后，得到h″(k)。

如果(L′_max)mod(2)＝0，则：

$h^{\′\′}\left(j\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=-\frac{M}{2}+1}^{\frac{M}{2}}h(\frac{{L^{\′}}_{\max }}{2}+m)\·f_{16}(16m-j),$ j＝1，2，3，...，7；

如果(L′_max)mod(2)＝1，则：

$h^{\′\′}\left(j\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=-\frac{M}{2}+1}^{\frac{M}{2}}h(\frac{{L^{\′}}_{\max }-1}{2}+m)\·f_{16}(16m-8-j),$ j＝1，2，3，...，7；

$f_{16}\left(x\right)=\left(\frac{\cos \left(\frac{\mathrm{\π\α}\left(x\right)}{16}\right)}{1-\frac{{\mathrm{\α}}^2{\left(x\right)}^2}{64}}\right)\·\left(\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{16}\right)}{\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{16}}\right),$ $x=-\frac{16M}{2},...,\frac{16M}{2}.$

类似地，在区间[V′_max，V′_max+1]内对h′(k)进行8倍插值后，得到u″(k)。

如果(V′_max)mod(2)＝0，则：

$u^{\′\′}\left(j\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=-\frac{M}{2}+1}^{\frac{M}{2}}h(\frac{{V^{\′}}_{\max }}{2}+m)\·f_{16}(16m-j),$ j＝1，2，3，...，7；

如果(V′_max)mod(2)＝1，则：

$u^{\′\′}\left(j\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=-\frac{M}{2}+1}^{\frac{M}{2}}h(\frac{{V^{\′}}_{\max }-1}{2}+m)\·f_{16}(16m-8-j),$ j＝1，2，3，...，7；

$f_{16}\left(x\right)=\left(\frac{\cos \left(\frac{\mathrm{\π\α}\left(x\right)}{16}\right)}{1-\frac{{\mathrm{\α}}^2{\left(x\right)}^2}{64}}\right)\·\left(\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{16}\right)}{\frac{\mathrm{\π}\left(x\right)}{16}}\right),$ $x=-\frac{16M}{2},...,\frac{16M}{2}.$

需要说明的是，步骤S101c中，基于(L′_max)mod(2)的结果分别采取不同的计算式对h″(j)进行计算，基于(V′_max)mod(2)的结果分别采取不同的计算式对u″(j)进行计算，并在后续步骤S102中以h″(j)计算出最强路径的估计位置的第二估计值L″_max，以u″(j)计算出次强路径的估计位置的第二估计值V″_max，如此可以减少计算量，提高效率。在其他实施例中，也可以不通过此种方式计算L″_max和V″_max，而是可以通过如下步骤进行计算：

步骤S1，对信道估计结果h(k)进行下采样：

h₁₆″(16k)＝h(k)，k＝0，1，2，...，W-1，其中W为窗口长度；

h₁₆″(16k+j)＝0，j＝1，2，3，...，15，k＝0，1，2，...，W-1。

步骤S2，对下采样后的结果进行16倍滤波：

h″_conv(k)＝conv(h₁₆″，f₁₆)，k＝0，1，2，...，16W+16M；其中，h₁₆″表示h₁₆″(k)的序列，f₁₆表示f₁₆(x)的序列，conv为卷积运算函数，M为参与插值的点数。

需要说明的是，本发明实施例中，基于(L′_max)mod(2)的结果计算h″(j)和基于(V′_max)mod(2)的结果计算u″(j)的过程，即是对h″_conv(k)＝conv(h₁₆″，f₁₆)的简化。

步骤S3，由于经过上述卷积运算会得到多于16W的数值，因此，滤波后的取值必须在8M个数后开始取值，得到16倍滤波后的值：

h″(k)＝h″_conv(k+8M)，k＝0，1，2，...，16W-1；

步骤S4，从h″(k)中在L′_max×8位置附近找出最大值的位置L″_max，从h″(k)中在V′_max×8位置附近找出次大值的位置V″_max。或者也可以直接从h″(k)中找出最大值的位置L″_max以及次大值的位置V″_max。

对信号的信道估计结果进行R倍过采样后，执行步骤S102，基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率。

本实施例中，步骤S102可以包括：

步骤S102a，从所述对R₁倍插值后的信道估计结果中获取所述最强路径的估计位置的第一估计值L′_max和所述次强路径的估计位置的第一估计值V′_max；

步骤S102b，从所述对R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值后的结果中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L″_max和功率以及所述次强路径的估计位置的第二估计值V″_max和功率；

步骤S102c，以R₂*L′_max与L″_max之和作为所述最强路径的估计位置，以R₂*V′_max与V″_max之和作为所述次强路径的估计位置。

其中，步骤S102a中的最强路径的估计位置的第一估计值L′_max、次强路径的估计位置的第一估计值V′_max，可以在执行步骤S101b估计所述最强路径、次强路径出现的区间时即可获得。

当R₁＝2，R₂＝8时，步骤S102b的具体执行过程如下：

从所述对2倍插值后的信道估计结果h′(k)进行8倍插值后的结果h″(k)中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L″_max和功率。

记P″(j)＝|h″(j)|²，j＝1，2，3，...，7；P″(0)＝|h′(L′_max)|²，P″(8)＝|h′(L′_max+1)|²，则在区间[L′_max，L′_max+1]内对h′(k)进行8倍插值后的信道估计结果h″(k)中获得的最强路径的估计位置为：

${L^{\′\′}}_{\max }=\underset{j\∈\left\{\mathrm{0,1,2,3,4,5,6,7,8}\right\}}{\arg \max }\left\{P^{\′\′}\left(j\right)\right\},$ 其中，argmax表示求一组序列的参数的值，当使用这个参数时序列中的值达到最大，则L″_max是使函数P″(j)达到最大值时对应的j的取值。由于L″_max是对h′(k)进行8倍插值后的信道估计结果h″(k)中获得的最强路径的估计位置，该估计位置是对信号的最强路径的位置较为精确的估计值，本实施例中将L″_max称为最强路径的估计位置的第二估计值。

最强路径的功率为P″_max＝P″(L″_max)，P″_max即是所述最强路径的估计位置对应的功率。

类似地，从所述对2倍插值后的信道估计结果h′(k)进行8倍插值后的结果u″(k)中获取所述次强路径的估计位置的第二估计值V″_max和功率。

记Q″(j)＝|u″(j)|²，j＝1，2，3，...，7；Q″(0)＝|u′(V′_max)|²，Q″(8)＝|u′(V′_max+1)|²，则在区间[V′_max，V′_max+1]内对h′(k)进行8倍插值后的信道估计结果u″(k)中获得的次强路径的估计位置为：

${V^{\′\′}}_{\max }=\underset{j\∈\left\{\mathrm{0,1,2,3,4,5,6,7,8}\right\}}{\arg \max }\left\{Q^{\′\′}\left(j\right)\right\},$ V″_max是使函数Q″(j)达到最大值时对应的j的取值。由于V″_max是对h′(k)进行8倍插值后的信道估计结果u″(k)中获得的次强路径的估计位置，该估计位置是对信号的次强路径的位置较为精确的估计值，本实施例中将V″_max称为次强路径的估计位置的第二估计值。

次强路径的功率为Q″_max＝Q″(V″_max)，Q″_max即是所述次强路径的估计位置对应的功率。

本实施例中，由于信号的最强路径的估计位置的第一估计值L′_max是在对信道估计结果2倍插值后的结果中得到，而最强路径的估计位置的第二估计值L″_max则是在对信道估计结果16倍插值后的结果中得到的，L′_max对最强路径的位置表示较为粗略，L″_max对最强路径的位置表示更为精确。同理，由于信号的次强路径的估计位置的第一估计值V′_max是在对信道估计结果2倍插值后的结果中得到，而次强路径的估计位置的第二估计值V″_max则是在对信道估计结果16倍插值后的结果中得到的，V′_max对次强路径的位置表示较为粗略，V″_max对次强路径的位置表示更为精确。在1/16chip精度下，计算所述最强路径的估计位置L_peak以及次强路径的估计位置V_peak，即具体执行步骤S102c：

L_peak＝8L′_max+L″_max，L_peak∈{0，1，2，...，16W-1}；

V_peak＝8V′_max+V″_max，V_peak∈{0，1，2，...，16W-1}。

TD-SCDMA通信***中，对于一个子帧或多个子帧的信道估计结果，均可以采用上述过程得到一个信号的最强路径的估计位置和次强路径的估计位置，以及相应的功率。在后续步骤中，可以基于最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，利用上述这两个估计位置以及同步点的目标位置计算出同步点对应的位置。所述同步点的目标位置为通信***对于同步点的预期位置，该位置可以通过初始所确定的最强信号的路径经过预先计算而得。

在获取到信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率后，执行步骤S103，根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。

本实施例中，步骤S103包括：判断所述次强路径的功率是否大于门限值，是则以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移，否则以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差作为***的同步偏移；所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积。

由于所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积，则判断所述次强路径的功率与门限值之间的关系，即为判断所述次强路径的功率与所述最强路径的功率之间的关系，若判断出信号的次强路径的功率较为接近最强路径的功率，例如超过最强路径的功率的一半，则表明可能会因信道估计结果出窗而导致同步偏移估计的结果不准确，那么本实施例中就需要结合最强路径的估计位置与次强路径的估计位置来进行同步偏移估计，具体可以是以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移，否则表明信道估计结果未出窗，可以仅通过最强路径的估计位置进行同步偏移估计，具体可以是以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差计算***的同步偏移。

其中，所述以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移包括：以所述最强路径的估计位置与所述次强路径的估计位置之间的中间位置确定整数倍码片偏移；以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置计算出小数倍码片偏移；将所述整数倍码片偏移与小数倍码片偏移之和作为***的同步偏移。

具体实施时，设当前最强路径和次强路径的估计位置分别为L_peak、V_peak，同步点的目标位置为L_trgt，则对于同步偏移的估计可以按照如下步骤计算：

首先判断R倍插值后的信号的次强路径的功率Q″_max是否大于某个门限值Thrd，其中Thrd＝ε·P″_max，P″_max即是之前计算获得的信号的最强路径的功率；ε是一个门限参数，其取值范围为[1/2，1)。本实施例中，取ε＝1/2，则Thrd的取值为P″_max的一半。

如果Q″_max≤Thrd，则只需使用最强路径的估计位置L_peak和同步点的目标位置L_trgt来计算同步偏差ΔL，计算过程如下：

ΔL＝L_peak-L_trgt；

如果Q″_max＞Thrd，则需要同时使用最强路径的估计位置L_peak及其与次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀、同步点的目标位置L_trgt来计算同步偏差ΔL，计算过程如下：

1)计算最强路径的估计位置L_peak与次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀：

T₀＝round((L_peak+V_peak)/2)，round为四舍五入取整函数；

2)对中间位置T₀的整数chip近似(将T₀的值转换到整数码片级)：

$T_{0,\mathrm{int}}=\mathrm{round}\left(\frac{T_0}{R}\right)*R;$

具体实施例中，当R＝16时，即： $T_{0,\mathrm{int}}=\mathrm{round}\left(\frac{T_0}{16}\right)*16;$

3)对于整数倍chip偏移ΔL_int的计算：

ΔL_int＝T_0，int-L_trgt；

4)小数倍chip偏移ΔL_frac按照信号的最强路径的估计位置L_peak计算：

ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt，R)，其中mod为求余函数；

具体实施例中，当R＝16时，即：ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt，16)；

5)总偏差计算：

ΔL＝ΔL_int+ΔL_frac

同步偏差即为ΔL，若以1/16chip为单位，在进行同步点调整的时候则按照1/8chip为单位进行调整，这样就会使得***的同步偏差在-1/16chip1/16chip之间波动，一般来讲，***存在-1/16chip的时钟偏差，对***性能影响很小。

综上，本实施例中，通过估计出信号最强的两条路径来确定同步点位置，能够有效避免因信道估计结果的出窗问题而使同步偏移估计结果的不准确，从而能很好的适应生灭信道以及移动信道等无线信道环境，获得较好的***性能，并且不影响普通信道下的性能。

对应上述通信***的同步偏移估计方法，本实施例还提供一种通信***的同步偏移估计装置。图4是本发明实施例提供的通信***的同步偏移估计装置的结构示意图，如图4所示，所述通信***的同步偏移估计装置包括：过采样单元10，适于对信号的信道估计结果进行R倍过采样；获取单元20，与所述过采样单元10相连，适于基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；同步偏移确定单元30，与所述获取单元20相连，适于根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移。本实施例中，所述通信***为TD-SCDMA通信***。

具体实施时，所述过采样单元10包括：第一插值单元101，适于对信号的信道估计结果进行R₁倍插值；区间确定单元102，与所述第一插值单元101相连，适于以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的最强路径和次强路径出现的区间；第二插值单元103，与所述第一插值单元101、区间确定单元102相连，适于分别在所述最强路径和次强路径出现的区间内对所述R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值；其中，R₁*R₂＝R。本实施例中，取R＝16，R₁＝2，R₂＝8。实际实施时，所述过采样单元10包括升余弦滚降滤波器或低通滤波器。

所述获取单元20包括：第一获取单元201，适于从所述对R₁倍插值后的信道估计结果中获取所述最强路径的估计位置的第一估计值L′_max和所述次强路径的估计位置的第一估计值V′_max；第二获取单元202，适于从所述对R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值后的结果中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L″_max和功率以及所述次强路径的估计位置的第二估计值V″_max和功率；第三获取单元203，与所述第一获取单元201、第二获取单元202相连，适于以R₂*L′_max与L″_max之和作为所述最强路径的估计位置，以R₂*V′_max与V″_max之和作为所述次强路径的估计位置。

所述区间确定单元102可以包括：预处理单元(图中未示出)，在所述R₁倍插值后的信道估计结果中，将所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空；其中N基于信道环境设定；第一区间确定单元(图中未示出)，与所述预处理单元相连，适于基于清空所述数据后的信道估计结果，确定信号的次强路径出现的区间。

所述同步偏移确定单元30包括：判断单元301，适于判断所述次强路径的功率是否大于门限值；所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积；第一同步偏移确定单元302，与所述判断单元301相连，适于在所述次强路径的功率大于门限值时，以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移；第二同步偏移确定单元303，与所述判断单元301相连，适于在所述次强路径的功率小于或等于门限值时，以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差作为***的同步偏移。实际实施时，所述门限参数的取值范围可以为[1/2，1)。

所述第一同步偏移确定单元302包括：整数倍偏移确定单元(图中未示出)，适于以所述最强路径的估计位置L_peak与所述次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀确定整数倍码片偏移ΔL_int；小数倍偏移确定单元(图中未示出)，适于以所述最强路径的估计位置L_peak与所述同步点的目标位置L_trgt计算出小数倍码片偏移ΔL_frac；总偏移确定单元(图中未示出)，适于将所述整数倍码片偏移ΔL_int与小数倍码片偏移ΔL_frac之和作为***的同步偏移。在具体实施过程时，所述整数倍码片偏移ΔL_int＝T_0，int-L_trgt，其中：T₀＝round((L_peak+V_peak)/2)，round为四舍五入取整函数；所述小数倍码片偏移ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt，R)，其中mod为求余函数。

此外，本实施例还提供了一种包括上述通信***的同步偏移估计装置的移动终端。具体实施时，所述移动终端还可以包括第一调整单元，与所述同步偏移估计装置相连，适于基于所述通信***的同步偏移估计装置所确定的同步偏移结果调整同步点。

本实施例还提供了一种包括上述通信***的同步偏移估计装置的基站。具体实施时，所述基站还可以包括第二调整单元，与所述同步偏移估计装置相连，适于基于所述通信***的同步偏移估计装置所确定的同步偏移结果调整同步点。

所述通信***的同步偏移估计装置、包括所述同步偏移估计装置的移动终端以及包括所述同步偏移估计装置的基站的具体实施可参考本实施例所述通信***的同步偏移估计方法的实施，在此不再赘述。

综上，本发明实施方式提供的通信***的同步偏移估计方法及装置、移动终端与基站，至少具有如下有益效果：

对信号的信道估计结果进行过采样，从过采样后的结果中获取信号的最强路径以及次强路径的估计位置和功率，再根据所述最强路径的功率与所述次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移，如此，通过估计出信号最强的两条路径来确定同步点位置能够准确地估计出***的同步偏移，从而能很好的适应移动信道以及生灭信道等无线信道环境，获得较好的***性能，并且不影响普通信道下的性能。

将对信号的信道估计结果进行R倍过采样的过程分为两个步骤，先进行R₁倍插值，以R₁倍插值后的信道估计结果分别确定信号的最强路径和次强路径出现的区间，再分别对最强路径和次强路径出现的区间内进行R₂倍插值以估计出最强路径和次强路径的位置和功率，其中，R₁*R₂＝R，由于不需要对激活检测窗口中所有的信道估计结果进行插值，因此大大减少了计算量，提高了同步偏移估计的效率。

对于采用DCXO作为时钟的通信***，把估计精度提高到1/16chip，使得在***出现1/16chip偏移的时候就能够有效估计出时钟偏差，从而进行调整，而不需要在出现1/8chip偏移的时候才能够进行调整，进一步提高了***性能。

虽然采用TCXO作为通信***的晶振能够实现1/16chip的估计精度，但其具有较高的成本，而本技术方案中可以用DCXO代替TCXO，能够得到相同的性能，有效节省了成本。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (20)

1.一种通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，包括：

对信号的信道估计结果进行R倍过采样；

基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；

根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移，包括：判断所述次强路径的功率是否大于门限值，是则以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移，其中，以所述最强路径的估计位置L_peak与所述次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀确定整数倍码片偏移ΔL_int，以所述最强路径的估计位置L_peak与所述同步点的目标位置L_trgt计算出小数倍码片偏移ΔL_frac，将所述整数倍码片偏移ΔL_int与小数倍码片偏移ΔL_frac之和作为***的同步偏移；否则以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差作为***的同步偏移；所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积，所述门限参数的取值范围为[1/2,1)。

2.根据权利要求1所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，所述对信号的信道估计结果进行R倍过采样包括：

对信号的信道估计结果进行R₁倍插值；

以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的最强路径和次强路径出现的区间；

分别在所述最强路径和次强路径出现的区间内对所述R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值；其中，R₁*R₂＝R。

3.根据权利要求2所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，所述基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率包括：

从所述对R₁倍插值后的信道估计结果中获取所述最强路径的估计位置的第一估计值L'_max和所述次强路径的估计位置的第一估计值V'_max；

从所述对R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值后的结果中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L"_max和功率以及所述次强路径的估计位置的第二估计值V"_max和功率；

以R₂*L'_max与L"_max之和作为所述最强路径的估计位置，以R₂*V'_max与V"_max之和作为所述次强路径的估计位置。

4.根据权利要求2所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，所述以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的次强路径出现的区间包括：

在所述R₁倍插值后的信道估计结果中，将所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空；其中N基于信道环境设定；

基于清空所述数据后的信道估计结果，确定信号的次强路径出现的区间。

5.根据权利要求2所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，R＝16，R₁＝2，R₂＝8。

6.根据权利要求1所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，

所述整数倍码片偏移ΔL_int＝T_0,int-L_trgt，其中：T₀＝round((L_peak+V_peak)/2)，round为四舍五入取整函数；

所述小数倍码片偏移ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt,R)，其中mod为求余函数。

7.根据权利要求1所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，所述过采样通过升余弦滚降滤波器或低通滤波器实现。

8.根据权利要求1所述的通信***的同步偏移估计方法，其特征在于，所述通信***为TD-SCDMA通信***。

9.一种通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，包括：

过采样单元，适于对信号的信道估计结果进行R倍过采样；

获取单元，适于基于R倍过采样后的信道估计结果，获取信号的最强路径的估计位置和功率以及信号的次强路径的估计位置和功率；

同步偏移确定单元，适于根据最强路径的功率与次强路径的功率之间的关系，至少基于所述最强路径的估计位置和同步点的目标位置确定***的同步偏移；

所述同步偏移确定单元包括：

判断单元，适于判断所述次强路径的功率是否大于门限值；所述门限值为所述最强路径的功率与门限参数的乘积，所述门限参数的取值范围为[1/2,1)；

第一同步偏移确定单元，适于在所述次强路径的功率大于门限值时，以所述最强路径的估计位置及其与所述次强路径的估计位置之间的中间位置以及同步点的目标位置计算***的同步偏移；

第二同步偏移确定单元，适于在所述次强路径的功率小于或等于门限值时，以所述最强路径的估计位置与所述同步点的目标位置之差作为***的同步偏移；

所述第一同步偏移确定单元包括：

整数倍偏移确定单元，适于以所述最强路径的估计位置L_peak与所述次强路径的估计位置V_peak之间的中间位置T₀确定整数倍码片偏移ΔL_int；

小数倍偏移确定单元，适于以所述最强路径的估计位置L_peak与所述同步点的目标位置L_trgt计算出小数倍码片偏移ΔL_frac；

总偏移确定单元，适于将所述整数倍码片偏移ΔL_int与小数倍码片偏移ΔL_frac之和作为***的同步偏移。

10.根据权利要求9所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，所述过采样单元包括：

第一插值单元，适于对信号的信道估计结果进行R₁倍插值；

区间确定单元，适于以所述R₁倍插值后的信道估计结果确定信号的最强路径和次强路径出现的区间；

第二插值单元，适于分别在所述最强路径和次强路径出现的区间内对所述R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值；其中，R₁*R₂＝R。

11.根据权利要求10所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，所述获取单元包括：

第一获取单元，适于从所述对R₁倍插值后的信道估计结果中获取所述最强路径的估计位置的第一估计值L'_max和所述次强路径的估计位置的第一估计值V'_max；

第二获取单元，适于从所述对R₁倍插值后的信道估计结果进行R₂倍插值后的结果中获取所述最强路径的估计位置的第二估计值L"_max和功率以及所述次强路径的估计位置的第二估计值V"_max和功率；

第三获取单元，适于以R₂*L'_max与L"_max之和作为所述最强路径的估计位置，以R₂*V'_max与V"_max之和作为所述次强路径的估计位置。

12.根据权利要求10所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，所述区间确定单元包括：

预处理单元，适于在所述R₁倍插值后的信道估计结果中，将所述最强路径出现的区间的左端点位置及其左右相邻的N个位置对应的数据清空；其中N基于信道环境设定；

第一区间确定单元，适于基于清空所述数据后的信道估计结果，确定信号的次强路径出现的区间。

13.根据权利要求10所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，R＝16，R₁＝2，R₂＝8。

14.根据权利要求13所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，

所述整数倍码片偏移ΔL_int＝T_0,int-L_trgt，其中：T₀＝round((L_peak+V_peak)/2)，round为四舍五入取整函数；

所述小数倍码片偏移ΔL_frac＝mod(L_peak-L_trgt,R)，其中mod为求余函数。

15.根据权利要求9所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，所述过采样单元包括升余弦滚降滤波器或低通滤波器。

16.根据权利要求9所述的通信***的同步偏移估计装置，其特征在于，所述通信***为TD-SCDMA通信***。

17.一种移动终端，其特征在于，包括权利要求9至16任一项所述的通信***的同步偏移估计装置。

18.根据权利要求17所述的移动终端，其特征在于，还包括第一调整单元，适于基于所述通信***的同步偏移估计装置所确定的同步偏移结果调整同步点。

19.一种基站，其特征在于，包括权利要求9至16任一项所述的通信***的同步偏移估计装置。

20.根据权利要求19所述的基站，其特征在于，还包括第二调整单元，适于基于所述通信***的同步偏移估计装置所确定的同步偏移结果调整同步点。