CN103297376A - 一种ofdm***的符号同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM***的符号同步方法，包括：将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加，并对累加后采样值进行量化处理；将量化后采样值与之前接收到的量化后采样值组合成一组TS，并与本地已知TS进行自相关运算，再对自相关运算的结果进行取模运算和平方运算，然后通过与固定判决阀值的比较确定出当前采样值是否是自相关峰峰值位置；将每个采样值按此执行，直到根据OFDM的帧结构及自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起止位置，以实现OFDM***的符号同步。本发明实施例能够有效克服信道衰落和信道噪声对符号同步性能的影响，不仅获得了极高的同步性能，而且节省了硬件资源。

Description

一种OFDM***的符号同步方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，即正交频分复用技术）***的符号同步方法。

背景技术

OFDM***是一种多载波调制***，其技术要点是将信道分成若干个正交子信道，然后将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，再调制到在每个子信道上进行传输；该***具有抗多径能力强、频谱利用率高等优点，因此在通信工程中广泛应用。

OFDM***的数据同步主要包括：符号同步（即帧同步）、载波频率同步和采样时钟同步。符号同步是OFDM***的关键部分，符号同步的偏差不仅会造成符号间干扰（InterSymbol Interference，通常简写为ISI），而且可能影响子载波的正常传输。

目前，现有技术中OFDM的符号同步方法主要分为三类：一是基于训练序列（TrainingSequence，通常简写为TS）的符号同步方法，二是基于循环前缀的符号同步方法，三是不使用辅助数据的符号同步方法。在基于训练序列的符号同步方法中，基于时域训练序列的符号同步方法应用最为广泛，其技术要点是根据时域训练序列的自相关性，通过检测自相关峰的位置，精确定位出OFDM符号的起止位置，以实现OFDM的符号同步。

下面以IEEE802.11a/g/n/p标准的物理层帧结构为例，对现有技术中基于时域训练序列的符号同步方法进行详细描述。如图1所示，采用10组周期重复的STS（Short TrainingSequence，即短训练序列）：t1～t10作为符号同步方法的辅助序列，每组STS的长度为16个采样周期；直接将接收到的10组周期重复的STS与1组接收端的本地已知STS进行自相关运算，从而得到如图2所示的10个自相关峰；通过检测这10个自相关峰的位置就可以确定出STS结束的位置，进而根据IEEE802.11a/g/n/p标准固定的物理层帧结构就可以得到OFDM符号的起止位置，从而实现OFDM的符号同步。

上述现有技术中的OFDM符号同步方法至少存在以下缺点：

在硬件实现上，检测串行输入数据的最大值不仅十分耗费硬件资源，而且需要比较复杂的逻辑电路和控制电路。为了节省硬件资源、简化硬件设计，可以采用判决阈值来检测自相关峰峰值，即将自相关值（所谓自相关值是指自相关运算的结果）与判决阈值进行比较，若自相关值大于判决阈值则可认定该自相关值为自相关峰峰值；但是由于现有技术中的符号同步方法是直接将接收到的TS与本地已知TS进行自相关运算，因此所得到的自相关值会受到信道衰落和信道噪声的影响而产生动态变化，尤其是在衰落信道或低信噪比情况下自相关峰峰值很容易被信道噪声所淹没，这使得现有技术中的符号同步方法无法通过设定一个固定的判决阈值来完成符号同步过程。

发明内容

针对上述现有技术中所存在的技术问题，本发明实施例提供了一种OFDM***的符号同步方法，以便于有效克服信道衰落和信道噪声对符号同步性能的影响，从而不仅获得了极高的同步性能，而且节省了硬件资源、简化了硬件设计，易于生产加工。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种OFDM***的符号同步方法，包括以下步骤：

第一步、将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加，得到当前采样值的累加后采样值；

第二步、对当前采样值的累加后采样值进行量化处理，得到当前采样值的量化后采样值；

第三步、将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，得到当前采样值的自相关值；

第四步、对当前采样值的自相关值依次进行取模运算和平方运算，得到取模平方后当前采样值的自相关值；

第五步、将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置；

第六步、将每个采样值均按照第一步至第五步执行，直到根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置，从而实现OFDM***的符号同步。

优选地，相应的将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且该采样值属于第n组TS中的第l个采样值，则将该采样值与之前接收到的各组TS中的第l个采样值进行累加，其公式如下：

其中，R_k表示第k个采样值的累加后采样值，L表示每组TS的长度；当j＝0时，r_(k-L·j)表示第k个采样值，即第n组TS中的第l个采样值；当j=1、2、……、时，r_(k-L·j)表示之前接收到的第(k-L·j)个采样值，即之前接收到的第n-1、n-2、……、1组TS中的第l个采样值。

优选地，相应的将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且每组TS的长度为L，则将第k个采样值的量化后采样值与之前接收到的第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，其公式如下：

$C_k=\underset{l^{\′}=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{k-l^{\′}}\·P_{L-l^{\′}}^{*}$

其中，C_k表示第k个采样值的自相关值，L表示每组TS的长度，Q_k-l'表示第k-l'个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-l'个值的复共轭；当l'=0时，Q_k-l'表示第k个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L个值的复共轭；当l'=1、2、……、L-1时，Q_k-l'表示第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-1、L-2、……、1个值的复共轭。

优选地，相应的对当前采样值的累加后采样值进行量化处理包括：

从当前采样值的累加后采样值中提取累加后采样值的实数部分和虚数部分，并分别判断累加后采样值的实数部分和虚数部分与0的大小关系：

若累加后采样值的实数部分＞0，则将累加后采样值的实数部分量化为+1；

若累加后采样值的实数部分＜0，则将累加后采样值的实数部分量化为-1；

若累加后采样值的虚数部分＞0，则将累加后采样值的虚数部分量化为+1；

若累加后采样值的虚数部分＜0，则将累加后采样值的虚数部分量化为-1。

优选地，相应的将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置包括：

若取模平方后当前采样值的自相关值大于预设的固定判决阀值，则该取模平方后当前采样值的自相关值为自相关峰的峰值，即该当前采样值所在位置是自相关峰峰值位置。

优选地，相应的根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置包括：

若OFDM的帧结构中包括N组周期重复的TS，每组TS的长度为L，而N个自相关峰峰值位置均匀分布在连续的(L·N)个采样值中，相邻两个自相关峰峰值位置之间存在(L-1)个采样值，那么第一个自相关峰峰值位置之前的第(L-1)个采样值为OFDM帧结构的帧头起始位置，最后一个自相关峰峰值位置的采样值为OFDM帧结构的帧头终止位置，进而紧邻最后一个自相关峰峰值位置的下一个采样值就是OFDM符号的起始位置。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法将当前接收到的采样值与之前接收到的各组TS中对应位置的采样值进行累加，从而可以有效平滑加性随机噪声，保证下一步量化处理的准确性；累加后采样值经过量化处理能够有效去除接收信号中的幅度信息，消除信道衰落对符号同步性能的影响，并且能够使下一步自相关运算所得到的自相关值分布在一个固定的动态范围内，这不仅有利于固定判决阀值的设定，而且能够在硬件实现上省去所有复数乘法器，因此节省了硬件资源、简化了硬件设计；同时，在该符号同步方法中，自相关运算所得到的自相关值需要先依次进行取模运算和平方运算后，才能与预设的固定判决阀值进行比较，这使得小于1的互相关峰峰值更小，大于1的自相关峰峰值更大，因此这进一步消除了噪声，方便了固定判决阀值的设定。由此可见，本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法能够有效克服信道衰落和信道噪声对符号同步性能的影响，从而不仅获得了极高的同步性能，而且节省了硬件资源、简化了硬件设计，易于生产加工。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为本发明提供的现有技术中IEEE802.11a/g/n/p物理层帧结构的示意图；

图2为本发明提供的现有技术中STS自相关峰的示意图；

图3为本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法的流程示意图；

图4为本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法的抗噪声性能示意图一；

图5为本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法的抗噪声性能示意图二；

图6为本发明实施例提供的AWGN信道下的误码率曲线示意图；

图7为本发明实施例提供的单径瑞利衰落信道下的误码率曲线示意图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述；显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

首先需要说明的是，本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法其适用范围并不局限于IEEE802.11a/g/n/p标准，只要帧头前导序列采用了具有良好自相关性的周期重复的N组TS，那么就可以采用本发明实施例提供的OFDM***的符号同步方法。

下面对本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法进行详细描述。

如图3所示，一种OFDM***的符号同步方法，具体可以包括以下步骤：

第一步、将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加，得到当前采样值的累加后采样值。

具体地，以OFDM的帧结构中包括N组周期重复的TS为例，本步骤的具体实施方案可以包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且该采样值属于第n组TS中的第l（l≤L）个采样值，则将该采样值与之前接收到的各组TS中的第l个采样值进行累加，其公式如下：

其中，R_k表示第k个采样值的累加后采样值，L表示每组TS的长度；当j＝0时，r_(k-L·j)表示第k个采样值，即第n组TS中的第l个采样值；当j=1、2、……、

时，r_(k-L·j)表示之前接收到的第(k-L·j)个采样值，即之前接收到的第n-1、n-2、……、1组TS中的第l个采样值。经过本步骤的累加处理不仅可以有效平滑加性随机噪声，而且能够保证下一步量化处理的准确性。

第二步、对当前采样值的累加后采样值进行量化处理，得到当前采样值的量化后采样值。

具体地，本步骤的具体实施方案可以包括：从当前采样值的累加后采样值中提取累加后采样值的实数部分和虚数部分，并分别判断累加后采样值的实数部分和虚数部分与0的大小关系：

若累加后采样值的实数部分＞0，则将累加后采样值的实数部分量化为+1；

若累加后采样值的实数部分＜0，则将累加后采样值的实数部分量化为-1；

若累加后采样值的虚数部分＞0，则将累加后采样值的虚数部分量化为+1；

若累加后采样值的虚数部分＜0，则将累加后采样值的虚数部分量化为-1。

例如：一个累加后采样值为1.534-0.234i，其实属部分是1.534，虚数部分是-0.234；由于1.534＞0，因此实数部分量化为+1；由于-0.234＜0，因此虚数部分量化为-1；经过本步骤的量化处理后，该累加后采样值对应的量化后采样值为1-1i。

需要说明的是，经过本步骤的量化处理不仅能够有效去除接收信号中的幅度信息，消除信道衰落对符号同步性能的影响，而且能够使下一步自相关运算所得到的自相关值分布在一个固定的动态范围内，这不仅有利于固定判决阀值的设定，而且能够在硬件实现上省去所有复数乘法器，进而节省了硬件资源、简化了硬件设计。

第三步、将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，得到当前采样值的自相关值。

具体地，本步骤的具体实施方案可以包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且每组TS的长度为L，则将第k个采样值的量化后采样值与之前接收到的第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，其公式如下：

$C_k=\underset{l^{\′}=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{k-l^{\′}}\·P_{L-l^{\′}}^{*}$

其中，C_k表示第k个采样值的自相关值，L表示每组TS的长度，Q_k-l'表示第k-l'个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-l'个值的复共轭；当l'=0时，Q_k-l'表示第k个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L个值的复共轭；当l'=1、2、……、L-1时，Q_k-l'表示第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-1、L-2、……、1个值的复共轭。

第四步、对当前采样值的自相关值依次进行取模运算和平方运算，得到取模平方后当前采样值的自相关值。

具体地，现有技术中的符号同步方法是直接将接收到的TS与本地已知TS进行自相关运算，然后将自相关运算的结果依次进行求模运算和平方根运算后才能进行峰值检测，但是求平方根运算十分耗费硬件资源；而本步骤中的符号同步方法可以使小于1的互相关峰峰值更小，大于1的自相关峰峰值更大，从而加宽了自相关峰峰值与互相关峰峰值之间的隔离带宽度，这不仅能够进一步消除信道噪声，而且能够更加方便地设定固定判决阀值。

第五步、将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置。

其中，在实际应用中，预设的固定判决阀值可以采用如下的方法来确定：

由于OFDM***在初始设计时，就选定了特定的TS作为收发两端公知的本地TS（即发送端和接收端均将该TS作为本地已知TS），因此将该TS与自身进行自相关运算就可以得到一个自相关值，该自相关值就是理想环境下的自相关峰峰值；在得知理想环境下的自相关峰峰值后，可以根据实际估计或测量的信道噪声情况，将理想环境下的自相关峰峰值的0.80～0.90倍（最好是0.85倍）作为该OFDM***的固定判决阈值。例如，在IEEE802.11a/p协议中，如果一组STS包括如下表1所示的16个采样值，那么该STS与自身进行自相关运算后，得到的理想环境下的自相关峰峰值为0.2032，则在高斯白噪声信道（即AWGN信道）下，该OFDM***的固定判决阈值可以取0.2032*0.85=0.1727。在实际应用中，该OFDM***的固定判决阈值初始确定后，可以通过在信道上进行多次试验性信号传输以验证该固定判决阈值的精确度，也可以根据具体情况进行适度的微调，以保证OFDM***投入正常使用后能够具备可靠的符号同步性能。

表1：

##（序号）	Re（实部）	Im（虚部）	##（序号）	Re（实部）	Im（虚部）
						0	0.046	0.046	1	–0.132	0.002
2	–0.013	–0.079	3	0.143	–0.013
						4	0.092	0.000	5	0.143	–0.013
6	–0.013	–0.079	7	–0.132	0.002
						8	0.046	0.046	9	0.002	–0.132
10	–0.079	–0.013	11	–0.013	0.143
						12	0.000	0.092	13	–0.013	0.143
14	–0.079	–0.013	15	0.002	–0.132
						16	0.046	0.046

具体地，如果当前接收到的采样值恰好是发送端发送的1组TS的最后一个值，那么该采样值经过第一步至第四步的处理后所得到的自相关值会大于预设的固定判决阀值，该自相关值就可以认定为是自相关峰峰值，即此时的当前采样值所在位置是自相关峰峰值位置。如果当前接收到的采样值不是发送端发送的1组TS的最后一个值，而是TS其他部分的值或者是信道中的噪声，那么该采样值经过第一步至第四步的处理后所得到的自相关值均会小于预设的固定判决阀值，在这些小于固定判决阀值的自相关值中，最大第一个是互相关峰峰值。因此在不存在信道噪声的情况下，当接收端得到一个自相关峰峰值时，接收端就可以认定是发送端开始发送信息。

第六步、将每个采样值均按照第一步至第五步执行，直到根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置，从而实现OFDM***的符号同步。

具体地，由于偶尔的一个自相关峰峰值仍存在受信道噪声影响的可能性，而本发明所提供的符号同步方法可以采用周期重复的连续多组TS，即接收端会在相等间隔内连续得到多个自相关峰峰值，这就大幅降低了自相关峰峰值是受到信道噪声影响的可能性，因而极大地提高了符号同步的性能。具体而言，若OFDM的帧结构中包括N组周期重复的TS，每组TS的长度为L，而N个自相关峰峰值位置均匀分布在连续的(L·N)个采样值中，相邻两个自相关峰峰值位置之间存在(L-1)个采样值，那么第一个自相关峰峰值位置之前的第(L-1)个采样值为OFDM帧结构的帧头起始位置，最后一个自相关峰峰值位置的采样值为OFDM帧结构的帧头终止位置；由于OFDM帧结构的前端格式是“帧头+OFDM符号”，N组周期重复的TS就是帧头部分，因此紧邻帧头终止位置（即最后一个自相关峰峰值位置）的下一个采样值就是OFDM符号的起始位置（需要说明的是，OFDM***可以存在多个连续的符号，此处得到的是第一个OFDM符号的起始位置）；进一步地，由于OFDM的完整帧结构都是已知的，因此根据第一个OFDM符号的起始位置就可以得知每个OFDM符号的起止位置，从而实现了OFDM***的符号同步。

由上述技术方案可以看出，本发明实施例的实现不仅能够节省硬件资源、简化硬件设计，而且能够有效克服信道衰落和信道噪声对符号同步性能的影响，进而大幅提升了该符号同步方法的同步性能；即使在衰落信道或低信噪比的情况下也能使本发明实施例所提供的符号同步方法具备较佳的同步性能。

为使本发明技术方案的内容、目的和优点更加清楚，下面通过具体实例进行详细描述。

实施例一

以OFDM***中的IEEE802.11a无线局域网***为例对本发明实施例所述技术方案的具体实现进行说明。IEEE802.11a的物理层帧结构如图1所示，包括10组周期重复的STS（即t1～t10），每组STS的长度为16个采样周期，持续时间为0.8微秒。

如图3所示，本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法可以包括如下步骤：

（1）将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加，得到当前采样值的累加后采样值。

具体地，若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且该采样值属于第n组TS中的第l（l≤16）个采样值，则将该采样值与之前接收到的各组TS中的第l个采样值进行累加，其公式如下：

其中，R_k表示第k个采样值的累加后采样值；当j＝0时，r_(k-16·j)表示第k个采样值，即第n组TS中的第l个采样值；当j=1、2、……、时，r_(k-16·j)表示之前接收到的第(k-16·j)个采样值，即之前接收到的第n-1、n-2、……、1组TS中的第l个采样值。

（2）对当前采样值的累加后采样值进行量化处理，得到当前采样值的量化后采样值。

（3）将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，得到当前采样值的自相关值。

具体地，若当前接收到的采样值为第k个采样值，则将第k个采样值的量化后采样值与之前接收到的第k-1、k-2、……、k-15个采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，其公式如下：

$C_k=\underset{l^{\′}=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{k-l^{\′}}\·P_{16-l^{\′}}^{*}$

其中，C_k表示第k个采样值的自相关值，Q_k-l'表示第k-l'个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第16-l'个值的复共轭；当l'=0时，Q_k-l'表示第k个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第16个值的复共轭；当l'=1、2、……、15时，Q_k-l'表示第k-1、k-2、……、k-15个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第15、14、……、1个值的复共轭。

（4）对当前采样值的自相关值依次进行取模运算和平方运算，得到取模平方后当前采样值的自相关值。

（5）将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值（例如：该固定判决阀值可以为TH=2.4）进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置。

（6）将每个采样值均按照第一步至第五步执行，直到根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置，从而实现OFDM***的符号同步。

按照本实施例中所述的技术方案，在信噪比SNR=10dB和信噪比SNR=0dB时，检测每个自相关峰的抗噪声性能；图4所示为信噪比SNR=10dB时自相关峰的抗噪声性能示意图，其横坐标表示采样点序号，纵坐标表示自相关值超过固定判决阀值的概率；图5所示为信噪比SNR=0dB时自相关峰的抗噪声性能示意图，其横坐标表示采样点序号，纵坐标表示自相关值超过固定判决阀值的概率；在预设的固定判决阀值TH=2.4的情况下，对100000帧中10组STS的160个采样点进行了统计，统计内容为按照本实施例中技术方案所得到的自相关峰峰值超过固定判决阀值的概率。由图4和图5可知，当SNR由10dB降到0dB时，第10个自相关峰峰值（即x=155的位置）超过固定判决阀值的概率保持为1，且其邻近的互相关峰峰值超过固定判决阀值的概率都小于6e-005；因此第10个自相关峰的抗噪声性能最好。由此可见，本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法可以在低信噪比下获得极高的符号同步性能。

实施例二

如图6所示，反映了OFDM***的不同符号同步方法在AWGN（Additive White GaussianNoise，即加性高斯白噪声）信道及衰落信道的误码率仿真与分析情况；其中，横坐标表示信噪比SNR（单位为dB），纵坐标表示误码率，曲线A表示采用现有技术中符号同步方法的误码率曲线，曲线B表示采用本发明实施例所提供的符号同步方法的误码率曲线，曲线C表示理想符号同步方法的误码率曲线；仿真参数设置如下：信噪比SNR=-5～12dB，无信道编码，无交织，QPSK调制，原始数据为每帧800bits，每条曲线仿真1000帧。由图6可以看出，在AWGN信道下，本发明实施例所提供的符号同步方法的误码率曲线与理想符号同步方法的误码率曲线基本吻合，而现有技术中固定判决阀值的符号同步方法其同步性能极差。由此可见，本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法在AWGN信道及衰落信道下的符号同步性能远远优于现有技术中符号同步方法。

实施例三

如图7所示，反映了OFDM***的不同符号同步方法在单径瑞利衰落信道下的误码率仿真与分析情况；其中，横坐标表示信噪比SNR（单位为dB），纵坐标表示误码率，曲线D表示采用现有技术中符号同步方法的误码率曲线，曲线E表示采用本发明实施例所提供的符号同步方法的误码率曲线，曲线F表示理想符号同步方法的误码率曲线；仿真参数设置如下：路径功率增益的均值为0dB，时延为0，信噪比SNR=0～30dB，无信道编码，无交织，QPSK调制，原始数据为每帧800bits，每条曲线仿真1000帧。由图7可以看出，在单径瑞利衰落信道下，本发明实施例所提供的符号同步方法的误码率曲线与理想符号同步方法的误码率曲线基本吻合，而现有技术中固定判决阀值的符号同步方法已失去同步性能。由此可见，本发明实施例所提供的OFDM***的符号同步方法在单径瑞利衰落信道下的符号同步性能远远优于现有技术中符号同步方法。

由此可见，本发明实施例的实施能够有效克服信道衰落和信道噪声对符号同步性能的影响，从而不仅获得了极高的同步性能，而且节省了硬件资源、简化了硬件设计，易于生产加工。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种OFDM***的符号同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步、将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加，得到当前采样值的累加后采样值；

第二步、对当前采样值的累加后采样值进行量化处理，得到当前采样值的量化后采样值；

第三步、将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，得到当前采样值的自相关值；

第四步、对当前采样值的自相关值依次进行取模运算和平方运算，得到取模平方后当前采样值的自相关值；

第五步、将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置；

第六步、将每个采样值均按照第一步至第五步执行，直到根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置，从而实现OFDM***的符号同步。

2.根据权利要求1所述的OFDM***的符号同步方法，其特征在于，所述的将当前接收到的采样值与之前接收到的各组训练序列TS中对应位置的采样值进行累加包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且该采样值属于第n组TS中的第l个采样值，则将该采样值与之前接收到的各组TS中的第l个采样值进行累加，其公式如下：

其中，R_k表示第k个采样值的累加后采样值，L表示每组TS的长度；当j＝0时，r_(k-L·j)表示第k个采样值，即第n组TS中的第l个采样值；当j=1、2、……、

时，r_(k-L·j)表示之前接收到的第(k-L·j)个采样值，即之前接收到的第n-1、n-2、……、1组TS中的第l个采样值。

3.根据权利要求2所述的OFDM***的符号同步方法，其特征在于，所述的将当前采样值的量化后采样值与之前接收到的采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算包括：

若当前接收到的采样值为第k个采样值，并且每组TS的长度为L，则将第k个采样值的量化后采样值与之前接收到的第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值组合成一组TS，并将该TS与本地已知TS进行自相关运算，其公式如下：

$C_k=\underset{l^{\′}=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{k-l^{\′}}\·P_{L-l^{\′}}^{*}$

其中，C_k表示第k个采样值的自相关值，L表示每组TS的长度，Q_k-l'表示第k-l'个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-l'个值的复共轭；当l'=0时，Q_k-l'表示第k个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L个值的复共轭；当l'=1、2、……、L-1时，Q_k-l'表示第k-1、k-2、……、k-(L-1)个采样值的量化后采样值，

表示本地已知TS的第L-1、L-2、……、1个值的复共轭。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的OFDM***的符号同步方法，其特征在于，所述的对当前采样值的累加后采样值进行量化处理包括：

从当前采样值的累加后采样值中提取累加后采样值的实数部分和虚数部分，并分别判断累加后采样值的实数部分和虚数部分与0的大小关系：

若累加后采样值的实数部分＞0，则将累加后采样值的实数部分量化为+1；

若累加后采样值的实数部分＜0，则将累加后采样值的实数部分量化为-1；

若累加后采样值的虚数部分＞0，则将累加后采样值的虚数部分量化为+1；

若累加后采样值的虚数部分＜0，则将累加后采样值的虚数部分量化为-1。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的OFDM***的符号同步方法，其特征在于，所述的将取模平方后当前采样值的自相关值与预设的固定判决阀值进行比较，从而确定出当前采样值所在位置是否是自相关峰峰值位置包括：

若取模平方后当前采样值的自相关值大于预设的固定判决阀值，则该取模平方后当前采样值的自相关值为自相关峰的峰值，即该当前采样值所在位置是自相关峰峰值位置。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的OFDM***的符号同步方法，其特征在于，所述的根据OFDM的帧结构以及已接收到的采样值中自相关峰峰值位置分布情况确定出OFDM符号的起始位置包括：

若OFDM的帧结构中包括N组周期重复的TS，每组TS的长度为L，而N个自相关峰峰值位置均匀分布在连续的(L·N)个采样值中，相邻两个自相关峰峰值位置之间存在(L-1)个采样值，那么第一个自相关峰峰值位置之前的第(L-1)个采样值为OFDM帧结构的帧头起始位置，最后一个自相关峰峰值位置的采样值为OFDM帧结构的帧头终止位置，进而紧邻最后一个自相关峰峰值位置的下一个采样值就是OFDM符号的起始位置。

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