CN1980210A - 在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法。本发明主要包括：首先，在ZP－OFDM(零前缀正交频分复用)***中，计算不同滑动窗口接收的信号能量值，并根据计算获得的信号能量值确定***中OFDM(正交频分复用)符号的起始位置；然后，基于确定的OFDM符号的起始位置在ZP－OFDM***中实现符号同步。本发明提出的基于零前缀的ZP－OFDM符号盲同步方法，不需要专门的同步训练序列，而是基于ZP－OFDM符号中的ZP功率出现规律性的分布特性，利用滑动窗能量检测的办法来进行符号同步，从而可以有效地节省***耗能并保证***的同步性能。

Description

在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种零前缀正交频分复用***中的符号盲同步实现方法。

背景技术

由于OFDM(正交频分复用)技术可以有效地对抗多径时延扩展，因此有效地推动了OFDM技术的应用。在OFDM技术应用过程中，为了最大限度地消除ISI(符号间干扰)，还可以在每个OFDM符号之间***保护间隔(Guard Interval，GI)，而且该保护间隔长度T_g一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。

另外，在OFDM技术应用过程中，信道的扩散性将会破坏子载波之间的正交性，因而导致出现ICI(子载波间干扰)。

为了消除由于多径所造成的ICI，OFDM符号需要在其保护间隔内加入CP(cyclic prefix，循环前缀)，CP的长度为L，数据块的长度为N。加入长度为L的CP后，在接收端，将长度为N+L的符号块的前L个符号丢弃。

消除ICI的另一种方式为：如图1所示，在保护间隔GI内不***任何信号，即为ZP(零前缀)，并在ZP-OFDM(zero prefix-orthogonalfrequency-division multiplexing，具有ZP的OFDM)***的接收端进行相应的改进。如附图2所示，ZP-OFDM***的接收端与CP-OFDM***比较起来，只做了很少的改动，但是ZP-OFDM***与CP-OFDM一样，可以消除ICI。

综上所述，CP-OFDM***只作少量改动便可成为ZP-OFDM***，而且与CP-OFDM***相比较，ZP-OFDM***有同样的对抗多径的能力。在CP-OFDM***中，由于CP的引入会带来信息速率和功率的损失{相应的功率损失为：10log((N+L)/N)}，而在ZP-OFDM***中ZP的引入只有信息速率损失，没有功率损失，而且，ZP的引入还会起到平滑功率谱的作用。因此，对于功率受限的***来说通常会选择ZP-OFDM***实现。

在上述两种OFDM***中均需要实现OFDM符号的同步。目前OFDM符号同步算法包括一种非数据辅助型(也称为盲同步)的同步算法。该非数据辅助型算法以基于最大似然函数(ML)算法为代表，该算法利用了CP与OFDM符号的最后一部分完全相同这个特性进行符号同步。

然而，在ZP-OFDM***中却不再具备这一特性。因此，在ZP-OFDM***中无法利用上述在CP-OFDM***中的同步算法实现OFDM符号的同步，进而使得目前还无法实现ZP-OFDM***中的OFDM符号的盲同步。

发明内容

本发明的目的是提供一种在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，从而为ZP-OFDM***提供了一种实现简单、方便的符号盲同步方法，且具有着较好的同步效果。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

本发明提供了一种在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，包括：

A、在零前缀正交频分复用ZP-OFDM***中，计算不同滑动窗口接收的信号能量值；

B、根据计算获得的信号能量值确定***中OFDM符号的起始位置；

C、基于确定的OFDM符号的起始位置在ZP-OFDM***中实现OFDM符号的同步。

所述的滑动窗口的宽度等于零前缀的长度或者小于零前缀的长度。

该方法中，在多径信道下，所述的滑动窗口的宽度为：

零前缀的长度减去多径信道的多径数再加上1，或者，直接设置为小于零前缀长度的固定值，该值与多径数无关。

所述的步骤A包括：

连续统计计算两个连续滑动窗口接收的信号能量值，或者，连续统计计算多组两个连续滑动窗口接收的信号能量值。

所述的步骤B包括：

B1、实时计算两个滑动窗口下的接收的信号能量值的比值；

B2、当根据所述的比值的变化情况确定当前比值为最大值时，确定零前缀完全进入位置在先的滑动窗口，并据此确定OFDM信号的起始位置。

所述的步骤B1包括：

分别统计计算多组两个连续滑动窗口中位置在先的所有滑动窗口的总的信号能量值，以及多组两个连续滑动窗口中位置在后的所有滑动窗口的总的信号能量值；

计算所述的位置在先的所有滑动窗口的总的信号能量值与位置在后的所有滑动窗口的总的信号能量值的比值。

所述的方法还包括：

利用所述比值的峰值的统计平均减去1作为***中的瞬时信噪比值的估计值，并根据***要求确定滑动窗口组的数目。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明提出的基于零前缀的ZP-OFDM符号盲同步方法，不需要专门的同步训练序列，而是基于ZP-OFDM符号中的ZP功率出现规律性的分布特性，利用滑动窗能量检测的办法来进行符号同步，该同步方法除了窗口大小需要调整外，整个同步结构可通用于高斯和多径环境下的同步处理，因此，相应的同步***简便实用，同时，还可以有效保证***中的同步性能，并能够估计出接收信号的信噪比；

为了提高同步性能，可根据估计的接收信噪比，适当增加滑动窗口的数目，从而利用多滑动窗方法代替双滑动窗方法改善同步性能。

而且，本发明提出的同步方法不需要太多的信道信息，仅需粗略估计多径径数H即可以实现同步。

附图说明

图1为ZP-OFDM***结构示意图；

图2为CP-OFDM和ZP-OFDM区别示意图；

图3为双滑动窗分组检测符号同步方法示意图；

图4为ZP受多径延时影响的示意图；

图5为接收信号的能量分布特性示意图；

图6为多径信道下不同窗口宽度的同步点示意图；

图7为滑动窗宽度对符号同步的估计误差的影响示意图；

图8为连续多组双滑动窗口示意图；

图9为高斯信道下的m_n值(Eb/NO＝9dB)；

图10为瑞利信道下的m_n值(Eb/NO＝9dB)；

图11为符号同步的估计误差；

图12为ZP-OFDM符号同步的概率。

具体实施方式

本发明主要是考虑到在ZP-OFDM***中，由于ZP的***，接收信号中出现有规律的空闲传输段。因而，可以利用ZP-OFDM***这一特性，采用基于接收信号能量测量的“滑动窗分组检测”方案来实现OFDM符号同步，并可实现接收信噪比的检测。

具体一点讲，本发明提出了一种适合于ZP-OFDM***的OFDM符号的盲同步方法，该方法不需要专门的同步训练序列，该方法是基于ZP-OFDM符号中的ZP功率出现规律性的分布特性，利用滑动窗能量检测的办法来进行符号同步，同时，根据本发明还可以估计出接收信号的信噪比。

本发明提出了高斯信道和瑞利多径信道下的符号同步方法，详细推导了瑞利多径信道下接收信号的功率分布特性，得出了统一的表达式，进而得出了在多径环境下该方法及其性能与估计窗口宽度的关系。即无论窗口宽度取大于0且小于ZP的长度中的任意值，均具有相同的同步点，这样同步结构无需改动。

同时，为了提高同步性能，本发明设计了多滑动窗方法调整同步性能。

另外，本发明在实现同步处理过程中不需要太多的信道信息，仅需粗略估计多径径数H即可满足***中的同步要求。

本发明中，基于接收信号能量测量的“双滑动窗分组检测”方案实现OFDM符号同步的过程，如附图3所示。下面将结合图3分别对高斯信道下的同步算法和瑞利多径信道下的同步算法进行描述。

(一)高斯信道下的同步算法

具体计算两个连续滑动窗口A、B的接收能量a_n、b_n，通过计算m_n＝b_n/a_n峰值点确定符号的起始位置，窗口A、B的长度选为L，计算结果如下：

$a_n=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n-m}{r}_{n-m}^{*}=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n-m}\right|}^2$ a_n+1＝a_n+|r_n+1|²-|r_n-L+1|²(1)

$b_n=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n+j}{r}_{n+j}^{*}=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+j}\right|}^2$ b_n+1＝b_n+|r_n+L+1|²-|r_n|²  (2)

m_n＝b_n/a_n    (3)

假设信号和噪声的平均功率分别为S和N₀。每个接收数据的总的功率P_r ^k，其中包含的信号和噪声功率分别为P_s ^k和P_n ^k。

$r_k=S_k+n_k\⇒P_r^k=P_S^k+P_n^k---\left(4\right)$

当一个OFDM符号的L个ZP中的L₁(0≤L₁≤L)个样值进入窗口A时，则：

$m_{L_1}=\frac{\underset{j=L-L_1+1}{\overset{2L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_T^{k+j}}{\underset{j=0}{\overset{L_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=1}{\overset{L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_T^{k+j}}=\frac{\underset{j=L-L_1+1}{\overset{2L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k+j}+\underset{j=L-L_1+1}{\overset{2L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k+j}}{\underset{j=0}{\overset{L_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=1}{\overset{L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k+j}+\underset{j=1}{\overset{L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k+j}}=\frac{(\underset{j=L-L_1+1}{\overset{2L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k+j}+\underset{j=L-L_1+1}{\overset{2L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k+j})/L}{(\underset{j=0}{\overset{L_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=1}{\overset{L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k+j}+\underset{j=1}{\overset{L-L_1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k+j})/L}---\left(5\right)$

$\≈\frac{S+N_0}{S\×\frac{L-L_1}{L}+N_0}=\frac{\frac{S}{N_0}+1}{\frac{S}{N_0}(1-\frac{L_1}{L})+1}=\frac{\frac{S}{N_0}+1}{(\frac{S}{N_0}+1)-\frac{L_1}{L}\×\frac{S}{N_0}}\≥1$

当OFDM符号的L个ZP中有L₂ (0≤L₂≤L)个样值离开窗口A进入窗口B时，则：

$m_{L2}=\frac{\underset{j=L_2}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=L}{\overset{L+L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_r^{k-j}}{\underset{j=0}{\overset{L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=0}{\overset{L-L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_r^{k+j}}=\frac{(\underset{j=L_2}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_n^{k-j}+\underset{j=L}{\overset{L+L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k-j}=+\underset{j=L}{\overset{L+L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j})/L}{(\underset{j=0}{\overset{L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k-j}+\underset{j=0}{\overset{L-L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_S^{k+j}+\underset{j=0}{\overset{L-L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_n^{k+j})/L}=---\left(6\right)$

$\≈\frac{\frac{L-L_2}{L}\×S+N_0}{\frac{L_2}{L}\×S+N_0}=\frac{(1-\frac{L_2}{L}\×S+N_0)}{\frac{L_2}{L}\×S+N_0}=\frac{(1-\frac{L_2}{L})\×\frac{S}{N_0}+1}{\frac{L_2}{L}\×\frac{S}{N_0}+1}$

由上述公式(5)、(6)可知， $L_1\↑\⇒m_{L1}\↑$ $L_2\↑\⇒m_{L2}\↓,$ 当一个OFDM符号的L个ZP的最后一个样值r_k完全进入窗口A时，即：L₁＝L，L₂＝0时，有：

$m_{L1}=m_{L2}=m_{\mathrm{peak}}\≈\frac{S}{N_0}+1---\left(7\right)$

可由(5)、(6)、(7)来判断一个OFDM符号的起始位置，确定OFDM符号的起始位置便实现了相应的同步。

(二)瑞利多径信道下的同步算法

具体计算两个连续滑动窗口A、B的接收能量a_n、b_n，通过计算m_n＝b_n/a_n峰值点确定符号的起始位置，窗口A、B的长度选为L’＝L-H+1。可以证明，当一个OFDM符号的后L’个ZP完全进入窗口A时，窗口B与窗口A的能量和之比达到最大值。

$m_{\mathrm{peak}}^{\text{'}}\≈[\frac{H{p}^H(p-1)-(p^H-1)p}{(p^H-1)(p-1)L^{\text{'}}}+\frac{(L^{\text{'}}-H+1)}{L^{\text{'}}}]\frac{S}{N_0}+1---\left(8\right)$

根据(8)可以确定OFDM的起始位置。

如图4所示，在多径信道h(k)＝[h_k，h_k+1，…，h_k+H-1]条件下，H≤L，输入信号块D(k)：{S_k，S_k+1，…，S_k+N-1}的长度为N，紧跟D_k的是前一数据块的L个ZP。根据卷积的性质，r_k＝S_k*h_k的数据长度是(N+H-1)，将有(H-1)个数据叠加到ZP区域。ZP的实际长度变成(L-H+1)。

将(8)写成矩阵形式：r＝S×h+n

$\left[\begin{array}{c}{r^{\′}}_k\\ {r^{\′}}_{k+1}\\ .\\ .\\ .\\ {r^{\′}}_{k+H-2}\\ {r^{\′}}_{k+H-1}\\ .\\ .\\ .\\ {r^{\′}}_{k+N-1}\\ {r^{\′}}_{k+N}\\ .\\ .\\ .\\ {r^{\′}}_{k+N+H-2}\end{array}\right]=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{ccccc}{S}_k& 0& ...& 0& 0\\ S_{k+1}& S_k& 0& ...& 0\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ S_{k+H-2}& S_{k+H-3}& ...& S_k& 0\\ S_{k+H-1}& S_{k+H-2}& S_{k+H-3}& ...& S_k\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ S_{k+N-2}& S_{k+N-2}& ...& S_{k+N-H-3}& S_{k+N-H-2}\\ 0& S_{k+N-1}& S_{k+N-2}& ...& S_{k+N-H-3}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ 0& 0& ...& 0& S_{k+N-1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_k\\ h_{k+1}\\ h_{k+2}\\ .\\ .\\ .\\ h_{k+H-2}\\ h_{k+H-1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n^{\′}}_k\\ {n^{\′}}_{k+1}\\ .\\ .\\ .\\ {n^{\′}}_{k+H-2}\\ {n^{\′}}_{k+H-1}\\ .\\ .\\ .\\ {n^{\′}}_{k+N-1}\\ {n^{\′}}_{k+N}\\ .\\ .\\ .\\ {n^{\′}}_{k+N+H-2}\end{array}\right]---\left(9\right)$

其中，S为(N+H-1)×H的托普尼兹(Toeplitz)矩阵，它所有对角线上的元素相等，S矩阵的前(H-1)行和后(H-1)行包含0，因此，r′的前(H-1)个和后(H-1)个采样存在边界效应。

假设此时接收信号中的数据信息和噪声的平均功率分别为为S′，N′₀，其它不变，我们对多径信道作能量归一化处理，有：

$[h_k,h_{k+1}...h_{k+H-1}]\⇒[\frac{h_k}{\sqrt{({\left|h_k\right|}^2+{\left|h_{k+1}\right|}^2+...+{|h_{k+H-1|}}^2)}},...\frac{h_{k+H-1}}{\sqrt{({\left|h_k\right|}^2+{\left|h_{k+1}\right|}^2+...+{|h_{k+H-1}}^2)}}]---\left(10\right)$

$\⇒\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{k+i}\right|}^2=1$

可推得，S’＝S，N₀’＝N₀。这样输出的信噪比等于输入的信噪比。

假定h为瑞利多径信道，多径的能量按负指数衰减，并且按(9)作归一化处理，有：

E{|h_k|²}＝e^l/αE{|h_k+1|²}＝(e^l/α)²E{|h_k+2|²}＝… 假定p＝e^l/α  (11)其中，α为指数衰减因子。由于托普尼兹矩阵存在边界效应，并且r_k’，h_k，n_k之间相互独立，可推得接收信号的能量分布特性，如图5所示，具体为：

$E\left\{{\left|r_{k+i}^{\′}\right|}^2\right\}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{P^H-P^{H-i-1}}{P^H-1}\×S+N_0& 0\≤i\≤H-2\\ S+N_0& H-1\≤i\≤N-1\\ \frac{P^{N+H-i-1}-1}{P^H-1}\×S+N_0& N\≤i\≤N+H-2\end{array}\right.---\left(12\right)$

知道了接收信号的能量分布后，从附图5中可以看出明显的边缘效应，一个OFDM符号的FFT输入的前(H-1)(区间{0，H-2})个符号能量递增到接近数据平均能量S，而下一个OFDM符号的ZP的前(H-1)  (区间{N，N+H-2})个符号能量从接近S递减到接近噪声能量N0。而且随着i的改变，区间{N，N+H-2}比区间{0，H-2}能量变化更快。正是这种能量分布特性，很容易证明：无论窗口宽度L’取0＜L’＜L中的任意值，如图6所示，均具有相同的同步点，而且与高斯下信道下的同步点也相同。所以此同步方法除了窗口大小需要调整外，整个同步结构可通用于高斯和多径环境下。

实现本发明中，最佳选用的窗口宽度L’＝L-H+1。假设估计出多径信道中的径数H，则可以直接调整双滑动窗窗口大小为L’＝L-H+1。但本发明在具体实现过程中对H不敏感，这也是本发明的一个特有的优点。

由于在瑞利多径信道下，较佳的滑动窗的窗口大小L’＝L-H+1，所以要先估计出信道的平均时延扩展，即多径数H，具体的估计方法本发明不做限定，在此可以推荐用信号子空间分解法(subspace2based)估计所述H值。

在图7中，给出了8径8窗口的条件下，信道估计分别为6，7，8，10，12，16径(窗口宽度分别为27，26，25，23，21，19)时估计均方根误差对SNR的曲线图。可以看出，低SNR时，窗口的宽度对估计性能影响不大；随着SNR的增加，便有(L＝L-H+1的估计精度)＞(L’＜L-H+1的估计精度)＞(L’＞L-H+1的估计精度)，但是，得到的估计精度都可以接受。窗口宽度选取的总的原则是，窗口偏小性能优于偏大。因此，即使不对H进行估计，根据经验选取一个稍大的H值，在多径信道下就可达到不错的信号初始位置估计结果，由此足见本发明所述方法的简便性与鲁棒性。

本发明中，除采用双滑动窗口实现同步外，还可以采用多组双滑动窗口实现ZP-OFDM***中的OFDM符号的同步。

也就是说，前面的双滑动窗口算法针对一个发送的OFDM符号就作一次能量收集，在一个OFDM符号中，假定数据、信道和噪声之间相互独立，且单个抽样的能量都以各自的平均能量计算，显然一个OFDM符号的长度有限，统计效果是不太精确的。下面提出用M个连续的OFDM符号多窗口能量检测估计方法，来提高估计的准确度。

如图8所示，M个连续的OFDM符号共需2M个窗口，相邻组窗口的距离为FFT长度加上ZP长度。

设aⁱ _n、bⁱ _n为n时刻第i个A窗口和B窗口的能量和，有：

$m_n=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n^i/\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n^i---\left(13\right)$

多窗口下的同步方法类似于双窗口同步方法，也是通过计算m_n峰值点确定符号的起始位置，从而实现针对同步结果的平滑处理，进一步提高的同步处理的性能。

下面将就针对本发明进行的计算机仿真结果分析本发明的效果。

在进行相应的分析描述之前，首先进行相应处理的定义：(1)估计均方根误差定义为估计值与真实值之间的均方根误差；(2)符号同步定义为符号准确同步次数与符号判断总次数的比值。

仿真过程采用的仿真参数为：子载波数N＝128，ZP长度L＝32，瑞利信道功率指数衰减因子α＝14，α的这一取值属于多径影响较严重的情况。

如图9和图10所示，分别是高斯信道和瑞利信道下式的m_n的值，且两图中均为：Eb/N0＝9dB，横坐标是样值数。理论上的m_peak的值：

高斯信道：Eb/N0＝9dB→S/N+1＝m_peak＝16.8866；

瑞利信道：Eb/N0＝9dB→0.8749×S/N+1＝m_peak＝14.899；

m_peak所在的点便是同步的依据，是每个ZP-OFDM符号的同步点。从附图9和附图10可以看出，无论在高斯信道还是瑞利信道下，随着每次同步的统计符号数增加，从1个OFDM符号到4个OFDM符号，即从2窗口变到8窗口，m_peak震荡变小，更接近理论值。反过来，还可以利用m_peak估计出接收信号信噪比S/N，这样也便于接收***的其它设计。

利用m_peak所做的符号同步估计效果显示在附图11、12，每一个ZP-OFDM符号作一次同步判断。图11给出了高斯信道、瑞利信道8径和16径下估计均方根误差对SNR的曲线图，图12给出了相应的信道下ZP-OFDM符号同步概率对SNR的曲线图。如果符号同步误差在1～2个样值之间，就足以保证生成稳定的时钟。

从图11和图12中可以看出，基于滑动窗能量检测的符号同步方法的性能随SNR的增加显著提高，随统计窗口数目的增加而提高，随多径信道的径数的增加而下降。高斯信道下有极好的同步性能，高斯信道的符号同步性能优于瑞利多径信道。瑞利多径信道下，有较高的SNR和窗口数时，仍保持较高的同步性能，显示了该方法的优越性能。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1、一种在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，包括：

A、在零前缀正交频分复用ZP-OFDM***中，计算不同滑动窗口接收的信号能量值；

B、根据计算获得的信号能量值确定***中OFDM符号的起始位置；

C、基于确定的OFDM符号的起始位置在ZP-OFDM***中实现OFDM符号的同步。

2、根据权利要求1所述的在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，所述的滑动窗口的宽度等于零前缀的长度或者小于零前缀的长度。

3、根据权利要求1所述的零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，在多径信道下，所述的滑动窗口的宽度为：

零前缀的长度减去多径信道的多径数再加上1，或者，直接设置为小于零前缀长度的固定值，该值与多径数无关。

4、根据权利要求1、2或3所述的在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，所述的步骤A包括：

连续统计计算两个连续滑动窗口接收的信号能量值，或者，连续统计计算多组两个连续滑动窗口接收的信号能量值。

5、根据权利要求4所述的在零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，所述的步骤B包括：

B1、实时计算两个滑动窗口下的接收的信号能量值的比值；

B2、当根据所述的比值的变化情况确定当前比值为最大值时，确定零前缀完全进入位置在先的滑动窗口，并据此确定OFDM信号的起始位置。

6、根据权利要求5所述的零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，所述的步骤B1包括：

分别统计计算多组两个连续滑动窗口中位置在先的所有滑动窗口的总的信号能量值，以及多组两个连续滑动窗口中位置在后的所有滑动窗口的总的信号能量值；

计算所述的位置在先的所有滑动窗口的总的信号能量值与位置在后的所有滑动窗口的总的信号能量值的比值。

7、根据权利要求5所述的零前缀正交频分复用***中实现符号盲同步的方法，其特征在于，所述的方法还包括：

利用所述比值的峰值的统计平均减去1作为***中的瞬时信噪比值的估计值，并根据***要求确定滑动窗口组的数目。

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